JPS63198451A

JPS63198451A - 符号間干渉回避方式

Info

Publication number: JPS63198451A
Application number: JP2961387A
Authority: JP
Inventors: Koichi Kimura; 光一木村; Osamu Kunisaki; 国崎　修; Yuji Saeki; 祐司佐伯; Kazutaka Fujisawa; 藤澤　和隆
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Computer Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Computer Engineering Co Ltd
Priority date: 1987-02-13
Filing date: 1987-02-13
Publication date: 1988-08-17

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はベースバンド伝送に係り、特にバイポーラ符号
形式を用いたデータ伝送に好適な符号間干渉回避方式に
関する。

〔従来の技術〕

一般に、ベースバンド伝送を行う場合、第２図に示す様
に、伝送路符号形式として、次の理由から、バイポーラ
符号形式を用いる。すなわち、正／負のパルスを交互に
伝送することで伝送路上の波形の平均値を零とし、直流
し中断特性の影響を受けにくいものとする。第２図にお
いて、αは伝送するデータの論理値、ｂは伝送路上のバ
イポーラ符号形式を用いた伝送データ、Ｔはデータαの
１符号（論理１ｉ［）に与えられたタイムスロット−５
±Ｅは正／負の任意の電位、Ｔ、はパルス幅である。

この様に１バイポ一ラ符号形式を用いた場合、例えばデ
ータα；”１“のときパルスを出力し１、α＝”０°の
ときはパルス出力無し、且つ、正／負パルスの交互出力
とすると、同図の如く波形の平均値は零となる。このた
め、前記した株にバイポーラ符号形式では、直流しゃｉ
ｆｒ％性の影響を受げに（くなる特徴を持つ。更に、バ
イポーラ符号形式では、データαの１つの符号に割り当
てられたタイムスロット＠Ｔに対して、出力するパルス
幅ＴＤは、ＴＤ＝ｙＴとして、低周波を抑え、従って、上記正／負パルスの交
互出力と同様に直流しゃ断特性を受けにく（している。

以上のことから、ベースバンド伝送には、バイポーラ符
号形式が広（用いられている。

一方、上述の如きバイポーラ符号形式による伝送データ
の受信は、例えは第３図の如き方法で行っ℃いる。同図
において、１は送信部、２は伝送路、５は受信部、３１
は正パルス受信部、３２は負パルス受信部、３３はＯＲ
回路、３４はサンプリング部、ＣＬはサンプリングクロ
ック、α、ｂは第２図と同様のデータ及び伝送データ、
Ｃは正パルス受＠　＠　５１出力、ｄは負パルス受信地
３２出力、ｅはＯＲ回路３３出力、ｆはサンプリング部
３４出力である。

この様に、伝送路２を介して送信された伝送データｂは
受信部３の正パルス受信１１（５１及び負パルス受信部
３２において、正／負別々に受信される。

ＯＲ回路３５は、正／負パルス受信御出力Ｃ，ｄをＯＲ
して、１つの信号列（−）とし℃生成し、サンプリング
部３４において、データαと同様の符号化した信号ｆを
得る。

この受信地５の具体的な回路例を第４図に示す。

第４図において、正／負パルス受信部５１　、５２は例
えばアナログコンパレータで構放し、且つこのコンパレ
ータは出力がＴＴＬレベルインターフェイスのものを用
いる。また、ＯＲ回路３３はデジタルＯＲ回路とし、ｗ
ｃ３図に示した信号ｃ、ｔＬ、ａを得る。ここで、信号
ｆを得るサンプリング方法としては、第５図に示した様
に、サンプリングクロックＣＫの周期Ｔ、をデータαの
タイムスロット幅Ｔと同期＜Ｔ＝Ｔｓ）させることによ
り得る。

なお、信号Ｃ，ｄの生成は第６図の如く、基準電圧Ｖｒ
ａｆとの比較によって、下記の如（行う。

（１）　　正パルス受信部３１の場合ａ）　　ｂ　）　＋７ｒｇｆのとき　Ｃ；＠１＃ｂ＞　
　ｂ　（＋Ｖｒ４　）とき　Ｃ＝　＠０Ｒ（２）　　負
パルス受信部３２の場合（Ｌ）　−ｂ　＜−Ｖｒｇｆのとき　Ｃ＝＃　１＃、６
）　−ｂ　＜−Ｖイのとき　Ｃ＝＠０１一方、一般には
、データ伝送が長距離／高速化に従って、伝送路におけ
る高周波減衰が無視できず、波形は次第に滑らかになり
、第７図に示す様に１つの波形がその隣接する領域にま
で影響な与える、符号量干渉を生じる。すなわち、第７
図に示した様に、符号量干渉により、α＝″１１の波形
が次のα＝“０″の領域まで影響し、その結果、信号ｆ
はＪｌ　、　ａＯｅ　、　１１・のデータを−１−２償
１ｇ。

１１１と誤って受信することになる。

又、基準電位Ｖｒａｊを低く設定して、波形の電位低下
に対処した場合には、パルス無しの時の外乱ノイズに対
する耐ノイズ性が低下する。一方、上記とは別の対策と
しては、送信するデータの電位を高（上げて基準電圧Ｖ
ｒｇｆを高く保つ方法もある６５しかし、この場合には
、検出部５１　、５２を構成するアナログコンパレータ
の入力端子の許容電圧で制限されてしまう。従って、送
信データの電位にも限界がある。しかしながら、伝送路
上に発生する外乱ノイズへの対策を考慮すると、上記送
信デ−タの電位を高くする方法は有効であるが、やはり
アナログコンパレータからの制約のため、限界があるこ
とになる。

なＳ、この檀の装置として関連するものは、例えば日本
国特許公報昭５７−２１０７４８号が挙げられる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、長距離／高速化に伴う符号量干渉の点
について、さらには、送信データのレベル低下及び耐ノ
イズ性の点に対する配慮がされておらず、受信誤りを起
こす危険性がありた。

本発明の目的は、符号量干渉の影響′Ｉｋ受けない受信
方式、長距離／高速化を実現する受信回路を提供するこ
とにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するため、本発明においては、サンプリ
ング部におい【、正／負パルス受信部の出力を交互化サ
ンプリングすることにより、達成される。

更に、本発明においては、正／負パルス受信部の前段Ｋ
　Ｉ：ｆ−パスフィルタを兼ね備えたアツテネ゛−夕を
設けることにより、第２の目的が達成される。

Ｃ作用〕符号量干渉の影響を回避する本発明は、以下のバイポー
ラ符号形式の特徴に着目した問題解決を行う考案である
。すなわち、バイポーラ符号形式の特徴は、第８図に示
した様に、正（負）のパルスの後に続く、次のα＝１１
°に対応するパルス出力は必ず負（正）のパルス出力と
なる、正／負交互のパルス出力である。

一方、符号量干渉の影響の特徴は、第７図に示した様に
、以下の如き特徴を持つ。

ｔｌｌ　　ａ＝”１°、°０°パターンの時に顕著とな
る。

（ｉｌｌ　　正（負）電位の符号量干渉は正（負）電位
のみである。

以上のことから、正／負パルス受信部の出方を交互にサ
ンプリングする方式とすることで、符号量干渉の影響を
回避することが可能となり、受信誤りを無くすことがで
きる。

又、長距離／高速化を実現するため、本発明で、ａ−パ
スフィルタを兼ねたアッテネータ回路を設けることによ
り、送信側での送信波形の電位な上げることが可能とな
り、長距離／高速伝送が可能となる。また、送信波形の
電位を上げるために、伝送路での外乱ノイズに対して強
くすることができる。更に、パルスを送出しない期間に
対する外乱ノイズに対しては、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ
１で構成されるａ−パスフィルタにより、耐ノイズ性が
強化されるため、正確な受信が可能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて詳述する。

第１図において、３は受信部、３１は正パルス受信部、
３２は負パルス受信部、ｓｒは選択部、３４はサンプリ
ング９、ｂは伝送データ、Ｃは正パルス受信ｓ３１出力
、ｄは負パルス受信３２出力、−は選択部ＳＦ小出力ｆ
はサンプリング部３４出力、ＳＥＬは選択部ＳＦの選択
信号であり、また第９図はサンプリング部５４の動作を
示すフローチャート図であり、５１〜Ｓ４はその各ステ
ップである。

第１図及び第９図に示した様に、サンプリング部３４は
サンプリンブクミツクＣＫより得られるサンプリングタ
イミングでパルス検出（Ｓｌ）を行い、次にステップＳ
２でパルス検出の有無、及びそのパルス検出が有れば、
その検出は信号ｃ、ｄのどちらＫよって得られたかを判
断し、以下の如く選択信号ＳＥＬによって選択ｓＳＷの
切換えを行う。

（ｔｆＥ）　　選択部ＳＦが信号Ｃを選択時にパルスを
検出した場合（正パルス検出）Ｋは、選択信号５ＥＬＫ
よって信号ｄを選択し、次に検出すべき負のパルスに備
える。

［ｂｌ　　選択部ＳＦが信号ｄを選択時にパルスを検出
した場合（負パルス検出）には、選択信号ＳＥＬによっ
て信号Ｃを選択し、次に検出すべき正のパルスに備える
。

（ｃｌ　　サンプリングタイミングでパルス検出が得ら
れなかった場合には１選択部、５Ｆの状態にかかわらず
、現在の選択状態を保持する。

すなわち、以上述べた方式を用いることで、例えば第７
図に示した様な符号量干渉が発生した場合でも、イｇ号
Ｃで１１１を検出した後、直ちにサンプリング対象とな
る信号７’ｔＣ−ｄに切換えるため、符号量干渉を回避
し、正しいデータの受信を行うことができる。

次に、本発明の具体的実施例を第１０図、第１１図を用
いて説明する。

第１０図において、３１　、５２はアナログコンパレー
タで構成される正／負パルス受信部、ＳＦは選択部、３
Ａはサンプリング部、ＣＫはサンプリンブクミツク、ｂ
は伝送データ、Ｃは正パルス受信部５１の出力、ｄは負
パルス受信部３２の出方、Ｃは選択ｓＳＦの出方、ｆは
サンプリング部５４の出方、ＡＮＤ１．２はデジタルア
ンドゲート、ＯＲはデジタルオアゲー）、ＩＮＦはイン
バータ、ＸｌはアンドゲートＡＮＤ１の出力、ｘ２はア
ンドゲートＡＮＤ２の出力、ＳＥＬは選択部ｓｒの選択
信号である。また第１１図には％第１０図の谷出方信号
波形を示す。

例えば今、第１１図の如く、選択部ＳＦが選択信号５Ｅ
Ｌ＝１１１で信号Ｃを選択していることを前提とし、１
１″、ｏ′、″１＃のパターンの信号を伝送する場合に
ついて説明する。バイポーラ符号形式により伝送路を通
って送られて来る伝送データｂは、伝送路における高周
波減衰特性により、その波形ひずむ。このことは、前述
した様に、第１１図の如（符号量干渉を引き起こす。こ
こでサンプリング部３４は第９図で述べた様に、サンプ
リングタイミング（例えば１！ｏ）で選択部ｓＦ出カｇ
ｆサンプリングし、正のパルスを検出する。従ってサン
プリング部３４は時刻ｔ１で選択信号５ＥＬ＝１ｔ。

叫１０°として、信号ｄを選択する。このため、符号量
干渉の影響を受けている信号Ｃは、サンプリング部３４
の入力信号となる信号−には伝達されず；従って、符号
量干渉の影響を受けないことになるｄこのことは、次の
タイミングへにおいて、符号量干渉のない信号ｄをサン
プリングすることでわかる。一方時刻らではパルスの検
出がないため、選択部ＳＦは、引き続き信号ｄを選択し
、時刻らのパルス検出まで信号ｄのパルスの出力に備え
る。

時刻ｔ、でパルス検出を行うと、選択ｓｓＦを再び切換
え、これを繰り返し、符号量干渉を回避する。

第１２図、第１３図は、本発明の他の実施例を説明する
ための図面である。

第１２図、第１３図において、Ｒ，、Ｒ，は抵抗素子、
Ｃ１はコンデンサである。伝送データｂは、抵抗Ｒ８゜
Ｒ３によりて分圧され、且つ、抵抗Ｒ２と並列のコンデ
ンサＣ１により高周波分を除去する。こうして得られた
信号を検出部５１　、５２では基準電位Ｖｒｔｆと比較
する。なお、Ｒ１とＲ１の値の決定は、検出部３１゜５
２に使用されるアナログコンパレータの入力許容電位と
送信側の送信波形の電位により決定する。

前述した様に、ベースバンド伝送において、長距離／高
速化を図るためには、伝送路における高周波衰を考慮し
て、送信する元でパルスの電位を上げる方法が有効であ
る。しかし、アナログコンパレータの許容入力電圧に制
限がある。従って、第１２図に示した抵抗素子Ｒ１，Ｒ
，の定数の決定は、至近距離の場合を想定して行５゜そ
の理由としては、第１２図の受信回路は、伝送距離がＯ
ｍ〜数Ｋｍのいずれにおいても動作する必要があり、こ
のため、アナログコンパレータ！１１　、３２の大刀電
位が最大となる伝送距離がＱｍのときで定数を決定する
。例えば伝送データ６の送信側での′ｌＥＬ高値’Ｓｔ
アナログコンパレータ３ｔ　＋　３２の許容大刀電位４
Ｒ１ｔＲ代決定する。この様に抵抗素子Ｒ１，Ｒ＊にＩ
’）分圧により、伝送路の高周波減衰への対策、且っ外
乱ノイズに対し工はそのレベルを下げることができる。

一方、外乱ノイズに対しては、抵抗素子Ｒ１と並列にコ
ンデンサＣ１を設けることにより、抵抗素子Ｒ１とでａ
−パスフィルタを構成することで、ｊＩ！ｒｔｃ積極的
に対策を行える。また、このａ−バスフィルタは、パル
ス無しの時の外乱ノイズに対し℃より有効となる。

以上述べた様にし本実施例によれば、伝送路の高周波減
衰及び外乱ノイズに対して強（なる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、符号量干渉が確実に回避できるため、
信頼性の高いデータ伝送を、長距離／高速化において実
現できる効果がある。

さらに、本発明においては、伝送路の高周波減衰、及び
外乱ノイズの影響を低減しているため、長距離／高速伝
送が可舵となり、且つ、信頼性の高いデータ伝送が実現
できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の概念図、第２図はバイポーラ符号形式
の説明図、第３図は従来例の説明図、第４図、第５図、
ｍ６図は従来例の詳細な説明図、第７図は符号量干渉の
説明図、ＷＥ８図は、バイポーラ符号形式の特徴の説明
図、第９図、第１０図。第１１図は本発明の一冥施例図、第１２図は本発明の他
の笑施例図、第１３図は第１２図の実施例の原理説明図
である。１・・・送信部　　　　　　２・・・伝送路３・・・受
信部　　　　　　３１・・・正パルス受信部３２・・・
負パルス受信部　　ＳＦ・・・選択部３４・・・サンプ
リング部　　ｂ・・・伝送データＣ・・・正パルス受信
部出力ｄ・・・負パルス受信部出力−・・・選択部ＳＷ
小出力　ｆ・・・サンプリング部出力ＣＫ・・・サンプ
リングクロックＳＥＬ・・・選択信号　　　Ｔ・・・タイムスロット幅
ｒ・・・サンプリング周期　ＡＮＤｌ　、　２・・・ア
ンドゲートＯＲ・・・オアゲート　　　ＩＮＶ・０．イ
ンバータ上　　１　　口箪　４　口季　５　圓 ♀　　　　　　′ｌ′　　　　”ｔ　゛　　　　”ｏ”
　　　　　”ｏ”　　　　　ン・　　　ン・塞　Ｃ図ｄ　　　Ｏ°　　”ｌ”　　　”ｏ”　’鴛　７　口＋　　　　　“／−’／”　　　　　”／″罵　　８　
図（口［不可）：　　正（＊）Ｏｒ　／’：Ｉしスｎｔｈ
ｉ；４ｔ’、”’　　”””’””封、７；ｉ三、−す
るｔｙ＋レス！コ、１ソーｆ−勢（正）のバ１しスヒｔ
Ｊら。駕　９　回文〉ブリンワ゛ダ４ミンワ” 塞　　１１　　図セ、七　　　　　　　−１、Ｃｉ５　　１２　　図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）、伝送路符号形式としてバイポーラ符号形式を用
いたベースバンド伝送における伝送データの受信方式に
おいて、伝送路上の伝送データの正電位パルスを受信す
る第１の受信部と負電位パルスを受信する第２の受信部
と、該第１或いは第２の受信部の何れかの出力信号を選
択する選択部と、該選択部出力から得られる受信信号を
任意の一定周期でパルスの有無及び該検出パルスの正／
負の何れの電位かを検出し、その検出結果により前記選
択部を用いて前記第１或いは第２の受信部出力信号の選
択を行う検出部を設けたことを特徴とする符号間干渉回
避方式。
（２）、前記検出部は、前記選択部が第１の受信部を選
択時にパルス検出を行った場合には前記選択部に対して
第２の受信部選択を指示し、前記選択部が第２の受信部
選択時にパルス検出を行った場合には前記選択部に対し
て第１の受信部選択を指示し、またパルス検出の結果が
パルス無しの時には前記選択部は現在の選択状態をパル
ス検出まで保持することを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の符号間干渉回避方式。
（３）、前記検出部の前記選択部に対する選択指示は、
少なくともパルス検出直後から次のパルス検出周期の期
間に行うことを特徴とする特許請求の範囲第２項記載の
符号間干渉回避方式。
（４）、前記第１、第２の受信部がそれぞれ前記伝送デ
ータを任意の基準電位との比較を行なうアナログコンパ
レータ素子からなり、該アナログコンパレータ素子はそ
の前段に分圧手段及び高周波減衰手段を有することを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の符号間干渉回避方
式。