JPH06225271A - データ処理回路 - Google Patents
データ処理回路Info
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- JPH06225271A JPH06225271A JP5261164A JP26116493A JPH06225271A JP H06225271 A JPH06225271 A JP H06225271A JP 5261164 A JP5261164 A JP 5261164A JP 26116493 A JP26116493 A JP 26116493A JP H06225271 A JPH06225271 A JP H06225271A
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- data
- data signal
- processing circuit
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
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- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/025—Systems for the transmission of digital non-picture data, e.g. of text during the active part of a television frame
- H04N7/035—Circuits for the digital non-picture data signal, e.g. for slicing of the data signal, for regeneration of the data-clock signal, for error detection or correction of the data signal
- H04N7/0355—Circuits for the digital non-picture data signal, e.g. for slicing of the data signal, for regeneration of the data-clock signal, for error detection or correction of the data signal for discrimination of the binary level of the digital data, e.g. amplitude slicers
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
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- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Television Systems (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ビット流の復調に当り、エコーや同一チャネ
ル妨害による影響をなくし、復調信頼度を向上させるデ
ータ処理回路を提供する。 【構成】 直列データ信号（例えば、テレテキスト信
号）のアイ開口を拡大するために、データ信号をデータ
処理回路におけるトラック−ホールド回路(2) に供給
し、これにてデータ信号の正のピーク値と負のピーク値
を交互に保持する。このために、データ処理回路はピー
ク値の発生を検出する手段(3) と、データ信号が暫定ス
ライスレベルと交差するか、どうかを検出する手段(4)
とを具えている。制御回路(7) は正から負ピーク値の検
出及びその逆の検出の切り換えをする。
ル妨害による影響をなくし、復調信頼度を向上させるデ
ータ処理回路を提供する。 【構成】 直列データ信号（例えば、テレテキスト信
号）のアイ開口を拡大するために、データ信号をデータ
処理回路におけるトラック−ホールド回路(2) に供給
し、これにてデータ信号の正のピーク値と負のピーク値
を交互に保持する。このために、データ処理回路はピー
ク値の発生を検出する手段(3) と、データ信号が暫定ス
ライスレベルと交差するか、どうかを検出する手段(4)
とを具えている。制御回路(7) は正から負ピーク値の検
出及びその逆の検出の切り換えをする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直列データ信号を処理す
るためのデータ処理回路に関するものである。なお、こ
こにいう直列データ信号とは個別のサンプリング瞬時に
て伝送されるビット流のビット値を表わす信号を意味す
るものとする。特に本発明は、ビット流がテレビジョン
信号の画像ラインにて伝送されるテレテキストデータ信
号を処理するためのデータ処理回路に関するものであ
る。本発明はデータ信号の振幅を測定するための装置に
も関するものである。
るためのデータ処理回路に関するものである。なお、こ
こにいう直列データ信号とは個別のサンプリング瞬時に
て伝送されるビット流のビット値を表わす信号を意味す
るものとする。特に本発明は、ビット流がテレビジョン
信号の画像ラインにて伝送されるテレテキストデータ信
号を処理するためのデータ処理回路に関するものであ
る。本発明はデータ信号の振幅を測定するための装置に
も関するものである。
【０００２】
【従来の技術】伝送されたビット流を得るためにデータ
信号を復調するには２つの動作にて行われる。クロック
再生と称される最初の動作では、データ信号からビット
流のクロック周波数に相当するサンプリング周波数を再
生する。データスライシングと称される第２動作では、
データ信号をスライスレベルと比較する。ビット流はサ
ンプリング瞬時におけるデータ信号がスライスレベルよ
りも大きいか、小さいかをチェックすることにより回復
される。
信号を復調するには２つの動作にて行われる。クロック
再生と称される最初の動作では、データ信号からビット
流のクロック周波数に相当するサンプリング周波数を再
生する。データスライシングと称される第２動作では、
データ信号をスライスレベルと比較する。ビット流はサ
ンプリング瞬時におけるデータ信号がスライスレベルよ
りも大きいか、小さいかをチェックすることにより回復
される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ビット流を確実に復調
するためには、データ信号のアイ開口（高さと幅）が所
定の大きさである必要がある。アイ開口の高さはデータ
の公称振幅値に対するデータ信号の正のサンプリング値
と負のサンプリング値との間の最悪ケースの距離であ
る。復号化マージンとも称されるアイ開口の幅はクロッ
ク再生器のサンプリク瞬時に許容される公差を決定する
送信機端ではアイ開口の高さは約１００％で、アイ開口
の幅はビット周期にほぼ等しい。しかし、データ信号は
伝送中に外部妨害による影響を受ける。例えば、テレビ
ジョン信号、従ってこのテレビジョン信号に組み込まれ
たテレテキスト信号は特に反射（エコー）による妨害及
び隣接するテレビジョンチャネル（同一チャネル）の妨
害を受ける。エコーはデータ信号を局所的に最小にした
り、最大にしたりし、又同一チャネル妨害は直流レベル
をゆっくり変化させるように現れる。このような妨害が
アイ開口、従ってビット流の復調信頼度を低減させてい
る。
するためには、データ信号のアイ開口（高さと幅）が所
定の大きさである必要がある。アイ開口の高さはデータ
の公称振幅値に対するデータ信号の正のサンプリング値
と負のサンプリング値との間の最悪ケースの距離であ
る。復号化マージンとも称されるアイ開口の幅はクロッ
ク再生器のサンプリク瞬時に許容される公差を決定する
送信機端ではアイ開口の高さは約１００％で、アイ開口
の幅はビット周期にほぼ等しい。しかし、データ信号は
伝送中に外部妨害による影響を受ける。例えば、テレビ
ジョン信号、従ってこのテレビジョン信号に組み込まれ
たテレテキスト信号は特に反射（エコー）による妨害及
び隣接するテレビジョンチャネル（同一チャネル）の妨
害を受ける。エコーはデータ信号を局所的に最小にした
り、最大にしたりし、又同一チャネル妨害は直流レベル
をゆっくり変化させるように現れる。このような妨害が
アイ開口、従ってビット流の復調信頼度を低減させてい
る。
【０００４】本発明の目的はビット流の復調信頼度を向
上させるデータ処理回路を提供することににある。
上させるデータ処理回路を提供することににある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、直列データ信
号を処理するためのデータ処理回路において、当該デー
タ処理回路が： −データ信号及び制御信号が供給され、制御信号の第１
値にてデータ信号をトラッキングする出力信号を発生
し、且つ制御信号の第２値への転換時にデータ信号を保
持するトラック−ホールド回路と； −データ信号のピーク値の発生を検出する第１検出手段
と； −暫定スライスレベルを発生する手段と； −データ信号が暫定スライスレベルと交差するか、どう
かを検出するための第２検出手段と； −前記両検出手段に結合され、データ信号が暫定スライ
スレベルと交差する場合に制御信号の第１値を発生し、
且つデータ信号のピーク値が発生する場合に制御信号の
第２値を発生するための制御回路； とを具えていることを特徴とする。
号を処理するためのデータ処理回路において、当該デー
タ処理回路が： −データ信号及び制御信号が供給され、制御信号の第１
値にてデータ信号をトラッキングする出力信号を発生
し、且つ制御信号の第２値への転換時にデータ信号を保
持するトラック−ホールド回路と； −データ信号のピーク値の発生を検出する第１検出手段
と； −暫定スライスレベルを発生する手段と； −データ信号が暫定スライスレベルと交差するか、どう
かを検出するための第２検出手段と； −前記両検出手段に結合され、データ信号が暫定スライ
スレベルと交差する場合に制御信号の第１値を発生し、
且つデータ信号のピーク値が発生する場合に制御信号の
第２値を発生するための制御回路； とを具えていることを特徴とする。
【０００６】従って、データ処理回路は或る時間の間デ
ータ信号の正及び負のピーク値を交互に保持する出力信
号を供給する。この出力信号は、まるでデータ信号のレ
プリカのようなものではあるが、局所的な最小個所がか
なりなくなり、アイ開口の幅が大きくなる。従って、出
力信号のアイ開口はデータ信号よりも大きくなる。この
信号は通常のデータスライサに供給することができ、誤
りの可能性を小さくすることができる。
ータ信号の正及び負のピーク値を交互に保持する出力信
号を供給する。この出力信号は、まるでデータ信号のレ
プリカのようなものではあるが、局所的な最小個所がか
なりなくなり、アイ開口の幅が大きくなる。従って、出
力信号のアイ開口はデータ信号よりも大きくなる。この
信号は通常のデータスライサに供給することができ、誤
りの可能性を小さくすることができる。
【０００７】暫定スライスレベルはデータ処理回路が正
から負のトラッキング又はその逆に負から正のトラッキ
ングに変わる瞬時を決定する。この暫定スライスレベル
の精度には何ら厳格な要求は課せられない。従って、こ
のレベルは簡単な方法、例えばデータ信号又は出力信号
を低域フィルタ処理することにより得ることができる。
から負のトラッキング又はその逆に負から正のトラッキ
ングに変わる瞬時を決定する。この暫定スライスレベル
の精度には何ら厳格な要求は課せられない。従って、こ
のレベルは簡単な方法、例えばデータ信号又は出力信号
を低域フィルタ処理することにより得ることができる。
【０００８】データ処理回路の他の好適例は、正のピー
ク値をサンプリングするための第１サンプル−ホールド
回路と、負のピーク値をサンプリングするための第２サ
ンプル−ホールド回路とを具えている。データ処理回路
はデータ信号の正と負の双方の包絡線を提供する包絡線
検波器の機能をする。データ信号が同一チャネル妨害に
より乱される場合に、双方の包絡線には同一チャネル妨
害成分が同程度に存在する。データスライスレベルは双
方の包絡線の平均をとることにより得られ、このデータ
スライスレベルはアイ開口の中心に最適に位置付けられ
る。
ク値をサンプリングするための第１サンプル−ホールド
回路と、負のピーク値をサンプリングするための第２サ
ンプル−ホールド回路とを具えている。データ処理回路
はデータ信号の正と負の双方の包絡線を提供する包絡線
検波器の機能をする。データ信号が同一チャネル妨害に
より乱される場合に、双方の包絡線には同一チャネル妨
害成分が同程度に存在する。データスライスレベルは双
方の包絡線の平均をとることにより得られ、このデータ
スライスレベルはアイ開口の中心に最適に位置付けられ
る。
【０００９】なお、スティーブ・エー・マネーによる
「Teletext and Viewdata 」なる本の第19〜34頁にはテ
レテキストデータ信号用の適応データスライサについて
記載されている。このデータスライサでは、データ信号
を正のピーク検出器と黒レベル検出器とに供給してい
る。スライスレベルはそれら検出器の出力信号から取出
される。しかし、黒レベル検出器は負のサンプリング値
の変動分をトラッキングしない。従って、スライスレベ
ルはデータ信号に存在する摂動に最適には適合しない。
さらに従来のデータスライサには、２つの包絡線を得る
のに２つの別個の回路を用いるという欠点がある。
「Teletext and Viewdata 」なる本の第19〜34頁にはテ
レテキストデータ信号用の適応データスライサについて
記載されている。このデータスライサでは、データ信号
を正のピーク検出器と黒レベル検出器とに供給してい
る。スライスレベルはそれら検出器の出力信号から取出
される。しかし、黒レベル検出器は負のサンプリング値
の変動分をトラッキングしない。従って、スライスレベ
ルはデータ信号に存在する摂動に最適には適合しない。
さらに従来のデータスライサには、２つの包絡線を得る
のに２つの別個の回路を用いるという欠点がある。
【００１０】２つの包絡線を互いに差引けば、同一チャ
ネル妨害のない差信号が得られ、この差信号を別の包絡
線検波器に供給することができる。差信号の正の包絡線
は元のデータ信号の振幅とエコーの振幅とをたしたもの
に相当し、又差信号の負の包絡線は元のデータ信号の振
幅からエコーの振幅を差引いたものに相当することを確
かめた。従って、２つの包絡線の平均をとることによっ
てデータ信号の振幅が得られる。エコーのないスライス
レベルは負の包絡線に斯かる平均振幅値を加えるか、又
は正の包絡線から平均振幅値を差引くことによって得ら
れる。
ネル妨害のない差信号が得られ、この差信号を別の包絡
線検波器に供給することができる。差信号の正の包絡線
は元のデータ信号の振幅とエコーの振幅とをたしたもの
に相当し、又差信号の負の包絡線は元のデータ信号の振
幅からエコーの振幅を差引いたものに相当することを確
かめた。従って、２つの包絡線の平均をとることによっ
てデータ信号の振幅が得られる。エコーのないスライス
レベルは負の包絡線に斯かる平均振幅値を加えるか、又
は正の包絡線から平均振幅値を差引くことによって得ら
れる。
【００１１】
【実施例】図１Ａはテレビジョン信号の垂直フィールド
帰線期間中の画像ラインにて伝送される一連のテレテキ
ストビット流を示す。このビット流は、０と１が交互に
現れるパターンを成す２つのクロック−ラン−イン−バ
イトＣＲと、予定した固定のビットパターンを有するフ
レーミング−コード−バイトＦＣと、可変データＣＶＤ
とから成り、ビットレートは約７Ｍビット／秒である。
テレビジョン送信機によって伝送される対応するテレテ
キストデータ信号のビット流の一部の信号波形を図１Ｂ
に示してある。
帰線期間中の画像ラインにて伝送される一連のテレテキ
ストビット流を示す。このビット流は、０と１が交互に
現れるパターンを成す２つのクロック−ラン−イン−バ
イトＣＲと、予定した固定のビットパターンを有するフ
レーミング−コード−バイトＦＣと、可変データＣＶＤ
とから成り、ビットレートは約７Ｍビット／秒である。
テレビジョン送信機によって伝送される対応するテレテ
キストデータ信号のビット流の一部の信号波形を図１Ｂ
に示してある。
【００１２】テレテキストデータ信号は伝送中にエコー
及び同一チャネル妨害を受ける。この説明のために、図
１Ｃに７Ｔ（Ｔはビット周期）の遅延を伴うデータ信号
の負エコーを示してある。同様に、図１Ｄには１４Ｔの
遅延を伴う正エコーを示してある。こうした２つのエコ
ーの組合わせはテレテキストの文献にて略称でDELPHI(D
efined Eye Loss with Presision Held Indication) と
して知られており、これは一般にデータスライサのスラ
イスレベルの目安に対するテレテキストデータ信号の標
準的妨害として取り扱われる。さらに、図１Ｅには振幅
が小さい低周波の正弦波状同一チャネル妨害を示してあ
る。
及び同一チャネル妨害を受ける。この説明のために、図
１Ｃに７Ｔ（Ｔはビット周期）の遅延を伴うデータ信号
の負エコーを示してある。同様に、図１Ｄには１４Ｔの
遅延を伴う正エコーを示してある。こうした２つのエコ
ーの組合わせはテレテキストの文献にて略称でDELPHI(D
efined Eye Loss with Presision Held Indication) と
して知られており、これは一般にデータスライサのスラ
イスレベルの目安に対するテレテキストデータ信号の標
準的妨害として取り扱われる。さらに、図１Ｅには振幅
が小さい低周波の正弦波状同一チャネル妨害を示してあ
る。
【００１３】テレテキストデータ信号には上述したよう
な妨害が加わるため、受信端においては図１Ｆに示した
ような形状のテレテキストデータ信号が得られることに
なる。エコーはデータ信号を局所的に最小及び最大に
し、同一チャネル妨害は直流レベルをゆっくり変化させ
るように現れる。
な妨害が加わるため、受信端においては図１Ｆに示した
ような形状のテレテキストデータ信号が得られることに
なる。エコーはデータ信号を局所的に最小及び最大に
し、同一チャネル妨害は直流レベルをゆっくり変化させ
るように現れる。
【００１４】図２は本発明によるデータ処理回路の実施
例を示す。入力端子１にて受信したデータ信号はトラッ
ク−ホールド（追跡兼保持）回路２と、第１比較器３の
正の入力端子と、第２比較器４の正の入力端子とに供給
される。トラック−ホールド回路２は制御信号Ｃも受信
して、出力信号Ｔを供給する。この出力信号Ｔは第１比
較器３の負の入力端子と、低域フィルタ５と、データ処
理回路の出力端子６とに供給される。低域フィルタ５の
出力は第２比較器４の負の入力端子に供給される。第１
比較器３はデータ信号と出力信号Ｔとを比較して、各出
力端子Ｄ≧Ｔか、又はＤ＜Ｔを作動させる。第２比較器
４はデータ信号Ｄと暫定スライスレベルＳとを比較し
て、各出力端子Ｄ≧Ｓか、又はＤ＜Ｓを作動させる。前
記各出力端子はトラック−ホールド回路２用の制御信号
Ｃを発生する制御回路７に結合されている。図２に示し
た制御回路はＤ≧Ｔで、Ｄ≧Ｓの場合か、又はＤ＜Ｔ
で、Ｄ＜Ｓの場合にＣ＝“１”を供給し、他の入力の組
合せの場合にはＣ＝“０”となる。
例を示す。入力端子１にて受信したデータ信号はトラッ
ク−ホールド（追跡兼保持）回路２と、第１比較器３の
正の入力端子と、第２比較器４の正の入力端子とに供給
される。トラック−ホールド回路２は制御信号Ｃも受信
して、出力信号Ｔを供給する。この出力信号Ｔは第１比
較器３の負の入力端子と、低域フィルタ５と、データ処
理回路の出力端子６とに供給される。低域フィルタ５の
出力は第２比較器４の負の入力端子に供給される。第１
比較器３はデータ信号と出力信号Ｔとを比較して、各出
力端子Ｄ≧Ｔか、又はＤ＜Ｔを作動させる。第２比較器
４はデータ信号Ｄと暫定スライスレベルＳとを比較し
て、各出力端子Ｄ≧Ｓか、又はＤ＜Ｓを作動させる。前
記各出力端子はトラック−ホールド回路２用の制御信号
Ｃを発生する制御回路７に結合されている。図２に示し
た制御回路はＤ≧Ｔで、Ｄ≧Ｓの場合か、又はＤ＜Ｔ
で、Ｄ＜Ｓの場合にＣ＝“１”を供給し、他の入力の組
合せの場合にはＣ＝“０”となる。
【００１５】トラック−ホールド回路２は一般に既知で
ある。この回路は制御信号Ｃが論理値“１”を有する場
合に入力信号をトラッキングし（トラックモード）、且
つ制御信号Ｃが論理値“０”を有する場合に出力信号を
一定に維持する（ホールドモード）。
ある。この回路は制御信号Ｃが論理値“１”を有する場
合に入力信号をトラッキングし（トラックモード）、且
つ制御信号Ｃが論理値“０”を有する場合に出力信号を
一定に維持する（ホールドモード）。
【００１６】データ処理回路を説明するために、図３に
データ信号Ｄ、暫定スライスレベルＳ及び出力信号Ｔの
信号波形図を示してある。データ信号Ｄとしては図１Ｆ
に示した信号波形のものを採用した。データ信号Ｄが出
力信号Ｔよりも大きいか、又はそれに等しく（Ｄ≧
Ｔ）、しかもデータ信号Ｄが暫定スライスレベルＳより
も大きい（Ｄ≧Ｓ）限り、Ｃ＝“１”となる。この場合
に出力信号Ｔはデータ信号をトラッキングする。このこ
とを図３に参照番号３０により示してある。データ信号
が局部ピーク値に達した後に、このデータ信号Ｄは出力
信号Ｔよりも小さくなる。この際、制御回路がＣ＝
“０”を供給するため、トラック−ホールド回路はホー
ルドモードとなる。従って出力信号Ｔは一定となり、局
部ピーク値は保持される。これを図３に参照番号３１に
て示してある。ホールドモードは、データ信号Ｄが暫定
スライスレベルＳと交差して、ＤがこのレベルＳよりも
小さくなるまで接続される。その結果、Ｃが“１”とな
って、トラック−ホールド回路が再びトラッキングモー
ドとなり、出力信号Ｔがデータ信号をトラッキングす
る。これを図３に参照番号３２にて示してある。負のピ
ーク値に達すると、トラック−ホールド回路は再びホー
ルドモードとなり、出力信号は一定となり、この場合に
は負のピーク値が保持される。これを図３では参照番号
３３にて示してある。
データ信号Ｄ、暫定スライスレベルＳ及び出力信号Ｔの
信号波形図を示してある。データ信号Ｄとしては図１Ｆ
に示した信号波形のものを採用した。データ信号Ｄが出
力信号Ｔよりも大きいか、又はそれに等しく（Ｄ≧
Ｔ）、しかもデータ信号Ｄが暫定スライスレベルＳより
も大きい（Ｄ≧Ｓ）限り、Ｃ＝“１”となる。この場合
に出力信号Ｔはデータ信号をトラッキングする。このこ
とを図３に参照番号３０により示してある。データ信号
が局部ピーク値に達した後に、このデータ信号Ｄは出力
信号Ｔよりも小さくなる。この際、制御回路がＣ＝
“０”を供給するため、トラック−ホールド回路はホー
ルドモードとなる。従って出力信号Ｔは一定となり、局
部ピーク値は保持される。これを図３に参照番号３１に
て示してある。ホールドモードは、データ信号Ｄが暫定
スライスレベルＳと交差して、ＤがこのレベルＳよりも
小さくなるまで接続される。その結果、Ｃが“１”とな
って、トラック−ホールド回路が再びトラッキングモー
ドとなり、出力信号Ｔがデータ信号をトラッキングす
る。これを図３に参照番号３２にて示してある。負のピ
ーク値に達すると、トラック−ホールド回路は再びホー
ルドモードとなり、出力信号は一定となり、この場合に
は負のピーク値が保持される。これを図３では参照番号
３３にて示してある。
【００１７】図３から明らかなように、データ処理回路
はまるでデータ信号のレプリカを発生するようなもので
あるが、アイ開口(eye opening) は大きくなる。出力信
号をサンプリングし得る時間マージンは、元のデータ信
号での対応するマージンよりもかなり大きくなる。従っ
て、出力信号が与えられるクロック再生器の精度（ジッ
タ）にあまり厳格な要求が課せられなくなる。さらに、
データ信号の局部最小値がかなりなくなることになる。
例えば、図３に３４にて示した局部最小値は最早出力信
号には存在しなくなる。従って、この出力信号が供給さ
れるデータスライサは誤りを殆ど発生しなくなる。
はまるでデータ信号のレプリカを発生するようなもので
あるが、アイ開口(eye opening) は大きくなる。出力信
号をサンプリングし得る時間マージンは、元のデータ信
号での対応するマージンよりもかなり大きくなる。従っ
て、出力信号が与えられるクロック再生器の精度（ジッ
タ）にあまり厳格な要求が課せられなくなる。さらに、
データ信号の局部最小値がかなりなくなることになる。
例えば、図３に３４にて示した局部最小値は最早出力信
号には存在しなくなる。従って、この出力信号が供給さ
れるデータスライサは誤りを殆ど発生しなくなる。
【００１８】図４はデータ処理回路の他の実施例を示
す。この図で図２に示したものと同じ素子には同一参照
番号を付して示してある。この例のデータ処理回路は出
力端子１０及び１１をそれぞれ有している２個のサンプ
ル−ホールド回路８及び９も具えている。これら双方の
サンプル−ホールド回路の入力端子はトラック−ホール
ド回路２からの出力信号を受信する。信号Ｄ≧Ｓ及びＤ
＜Ｓはサンプル−ホールド回路用のクロック信号として
供給される。サンプリング瞬時は、このクロック信号の
負縁により決定される。
す。この図で図２に示したものと同じ素子には同一参照
番号を付して示してある。この例のデータ処理回路は出
力端子１０及び１１をそれぞれ有している２個のサンプ
ル−ホールド回路８及び９も具えている。これら双方の
サンプル−ホールド回路の入力端子はトラック−ホール
ド回路２からの出力信号を受信する。信号Ｄ≧Ｓ及びＤ
＜Ｓはサンプル−ホールド回路用のクロック信号として
供給される。サンプリング瞬時は、このクロック信号の
負縁により決定される。
【００１９】図５は図４に示したデータ処理回路を説明
するための幾つかの信号波形図である。参照番号５０に
て示した瞬時にデータ信号Ｄが暫定スライスレベルＳと
交差して、比較器４の出力端子Ｄ≧Ｓに負縁を発生す
る。従って、サンプル−ホールド回路８がクロックさ
れ、出力信号Ｔがサンプリングされる。このサンプリン
グ瞬時における出力信号Ｔは依然データ信号Ｄの正のピ
ーク値を有する。参照番号５１にて示した瞬時にデータ
信号Ｄが再び暫定スライスレベルＳと交差する。この際
には比較器４の出力端子Ｄ＜Ｓに負縁が発生し、第２サ
ンプル−ホールド回路９がクロックされる。この場合、
第２サンプル−ホールド回路９はデータ信号の負のピー
ク値をサンプリングする。このようにしてサンプル−ホ
ールド回路８の出力端子１０に正の包絡線ＰＥが得られ
る。同様に、サンプル−ホールド回路９の出力端子１１
には負の包絡線ＮＥが得られる。トラック−ホールド回
路が、その動作モードを変える前にピーク値がサンプリ
ングされるようにするために、比較器４の出力端子と制
御回路７との間に遅延時間τが短い遅延回路を設けるこ
とができ、これらの遅延回路を図４に参照番号１２及び
１３にて示してある。
するための幾つかの信号波形図である。参照番号５０に
て示した瞬時にデータ信号Ｄが暫定スライスレベルＳと
交差して、比較器４の出力端子Ｄ≧Ｓに負縁を発生す
る。従って、サンプル−ホールド回路８がクロックさ
れ、出力信号Ｔがサンプリングされる。このサンプリン
グ瞬時における出力信号Ｔは依然データ信号Ｄの正のピ
ーク値を有する。参照番号５１にて示した瞬時にデータ
信号Ｄが再び暫定スライスレベルＳと交差する。この際
には比較器４の出力端子Ｄ＜Ｓに負縁が発生し、第２サ
ンプル−ホールド回路９がクロックされる。この場合、
第２サンプル−ホールド回路９はデータ信号の負のピー
ク値をサンプリングする。このようにしてサンプル−ホ
ールド回路８の出力端子１０に正の包絡線ＰＥが得られ
る。同様に、サンプル−ホールド回路９の出力端子１１
には負の包絡線ＮＥが得られる。トラック−ホールド回
路が、その動作モードを変える前にピーク値がサンプリ
ングされるようにするために、比較器４の出力端子と制
御回路７との間に遅延時間τが短い遅延回路を設けるこ
とができ、これらの遅延回路を図４に参照番号１２及び
１３にて示してある。
【００２０】図６はデータスライサを示す。このデータ
スライサはデータ処理回路６０と、加算器６１と、乗算
器６２と、比較器６３とを具えている。データ処理回路
６０は図４に示した回路により構成する。この回路はデ
ータ信号Ｄを受信して、出力信号Ｔ並びにデータ信号の
正の包絡線ＰＥと負の包絡線ＮＥを供給する。双方の包
絡線ＰＥとＮＥは加算器６１にて加算される。これにて
得られた加算信号は乗算器６２にて１／２にされる。従
って、乗算器は２つの包絡線の中間に位置するスライス
レベルを供給する。データ信号が同一チャネル妨害によ
り乱される場合に、２つの包絡線は同じ同一チャネル妨
害成分を含む。乗算器６２によって供給されるスライス
レベルは、この同一チャネル妨害をトラッキングし、従
ってスライスレベルは常にアイ開口の中心に最適に位置
付けられる。
スライサはデータ処理回路６０と、加算器６１と、乗算
器６２と、比較器６３とを具えている。データ処理回路
６０は図４に示した回路により構成する。この回路はデ
ータ信号Ｄを受信して、出力信号Ｔ並びにデータ信号の
正の包絡線ＰＥと負の包絡線ＮＥを供給する。双方の包
絡線ＰＥとＮＥは加算器６１にて加算される。これにて
得られた加算信号は乗算器６２にて１／２にされる。従
って、乗算器は２つの包絡線の中間に位置するスライス
レベルを供給する。データ信号が同一チャネル妨害によ
り乱される場合に、２つの包絡線は同じ同一チャネル妨
害成分を含む。乗算器６２によって供給されるスライス
レベルは、この同一チャネル妨害をトラッキングし、従
ってスライスレベルは常にアイ開口の中心に最適に位置
付けられる。
【００２１】図７はデータ信号の振幅測定用装置を示
す。この装置は第１データ処理回路７０及び第２データ
処理回路７２を具えている。これら双方のデータ処理回
路は図４に示した回路で構成する。データ信号は第１デ
ータ処理回路に供給される。このデータ信号の正及び負
の包絡線（これらをそれぞれＰＥ１及びＮＥ１と称す
る）は減算回路７１にて互いに減算される。これにて得
られた差信号Ｘ１は第２データ処理回路７２のデータ信
号入力端子に供給される。第２データ処理回路７２は既
に述べた方法にて差信号の正及び負の包絡線ＰＥ２及び
ＮＥ２をそれぞれ形成する。これらの包絡線は加算器７
３により加算され、且つ乗算器７４により１／２にされ
る。斯くして得られた出力信号は包絡線ＰＥ２とＮＥ２
の平均値を表わす。
す。この装置は第１データ処理回路７０及び第２データ
処理回路７２を具えている。これら双方のデータ処理回
路は図４に示した回路で構成する。データ信号は第１デ
ータ処理回路に供給される。このデータ信号の正及び負
の包絡線（これらをそれぞれＰＥ１及びＮＥ１と称す
る）は減算回路７１にて互いに減算される。これにて得
られた差信号Ｘ１は第２データ処理回路７２のデータ信
号入力端子に供給される。第２データ処理回路７２は既
に述べた方法にて差信号の正及び負の包絡線ＰＥ２及び
ＮＥ２をそれぞれ形成する。これらの包絡線は加算器７
３により加算され、且つ乗算器７４により１／２にされ
る。斯くして得られた出力信号は包絡線ＰＥ２とＮＥ２
の平均値を表わす。
【００２２】図８は図７の装置を説明するための幾つか
の信号波形図である。図７の装置に供給されるデータ信
号はフレーミングコード１１１００１００とその反転形
態の０００１１０１１との繰り返しから成るビット流を
表わすものとする。データ信号は同一チャネル妨害成分
と、エコー成分とを含んでいる。これを図８ＡにＤにて
示してある。図８Ａには２つの包絡線ＰＥ１及びＮＥ１
も示してある。既に前述し、又図面からも明らかなよう
に、２つの包絡線は同一チャネル妨害による同じ直流変
動分を有している。従って、図８Ｂに示した差信号Ｘ１
＝ＰＥ１−ＮＥ１には同一チャネル妨害成分はなくな
る。この差信号が第２データ処理回路７２（図７参照）
に供給され、この処理回路は差信号の正及び負の包絡線
を発生する。これら２つの包絡線を図８ＢにＰＥ２及び
ＮＥ２にてそれぞれ示してある。正の包絡線ＰＥ２がデ
ータ振幅とエコーの振幅をたしたものを表わし、しかも
負の包絡線ＮＥ２がデータの振幅からエコーの振幅を差
引いたものを表わすことを確かめた。これを説明するた
めに図８の信号に具体的なスケール値を与えてある。元
の（妨害されていない）データ信号は0.5 Ｖppの振幅を
有し、エコーの振幅は0.2 Ｖpp(40 ％エコー) である。
図８Ｂから明らかなように、ＰＥ２＝0.7 Ｖ及びＮＥ２
＝0.3 Ｖである。この平均値（0.5 Ｖ）は元のデータの
振幅に相当する。
の信号波形図である。図７の装置に供給されるデータ信
号はフレーミングコード１１１００１００とその反転形
態の０００１１０１１との繰り返しから成るビット流を
表わすものとする。データ信号は同一チャネル妨害成分
と、エコー成分とを含んでいる。これを図８ＡにＤにて
示してある。図８Ａには２つの包絡線ＰＥ１及びＮＥ１
も示してある。既に前述し、又図面からも明らかなよう
に、２つの包絡線は同一チャネル妨害による同じ直流変
動分を有している。従って、図８Ｂに示した差信号Ｘ１
＝ＰＥ１−ＮＥ１には同一チャネル妨害成分はなくな
る。この差信号が第２データ処理回路７２（図７参照）
に供給され、この処理回路は差信号の正及び負の包絡線
を発生する。これら２つの包絡線を図８ＢにＰＥ２及び
ＮＥ２にてそれぞれ示してある。正の包絡線ＰＥ２がデ
ータ振幅とエコーの振幅をたしたものを表わし、しかも
負の包絡線ＮＥ２がデータの振幅からエコーの振幅を差
引いたものを表わすことを確かめた。これを説明するた
めに図８の信号に具体的なスケール値を与えてある。元
の（妨害されていない）データ信号は0.5 Ｖppの振幅を
有し、エコーの振幅は0.2 Ｖpp(40 ％エコー) である。
図８Ｂから明らかなように、ＰＥ２＝0.7 Ｖ及びＮＥ２
＝0.3 Ｖである。この平均値（0.5 Ｖ）は元のデータの
振幅に相当する。
【００２３】データの振幅を測定する装置は様々な方法
にて用いることができる。例えば１／２の振幅をテレビ
ジョン信号の黒レベルに加えて、エコーの振幅がたとえ
大きくても、最適なスライスレベルを得ることができ
る。振幅測定装置は、振幅が一定のデータ信号を得るた
めに可制御増幅の制御系に組み込むこともできる。
にて用いることができる。例えば１／２の振幅をテレビ
ジョン信号の黒レベルに加えて、エコーの振幅がたとえ
大きくても、最適なスライスレベルを得ることができ
る。振幅測定装置は、振幅が一定のデータ信号を得るた
めに可制御増幅の制御系に組み込むこともできる。
【図１】直列データ信号の構成を説明するための信号波
形図である。
形図である。
【図２】本発明によるデータ処理回路の第１実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】図２のデータ処理回路を説明するための信号波
形図である。
形図である。
【図４】本発明によるデータ処理回路の第２実施例を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図５】図４のデータ処理回路を説明するための信号波
形図である。
形図である。
【図６】図４のデータ処理回路を具えているデータスラ
イサを示すブロック図である。
イサを示すブロック図である。
【図７】データ信号の振幅を測定するための装置を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】図７の装置を説明するための信号波形図であ
る。
る。
１ データ信号入力端子 ２ トラック−ホールド回路 ３ 第１比較器 ４ 第２比較器 ５ 低域フィルタ ７ 制御回路 ８，９ サンプル−ホールド回路 １２，１３ 遅延回路 ６０ データ処理回路 ６１ 加算器 ６２ 乗算器 ６３ 比較器 ７０ 第１データ処理回路 ７１ 減算回路 ７２ 第２データ処理回路 ７３ 加算器 ７４ 乗算器
Claims (7)
- 【請求項１】 直列データ信号を処理するためのデータ
処理回路において、当該データ処理回路が： −データ信号及び制御信号が供給され、制御信号の第１
値にてデータ信号をトラッキングする出力信号を発生
し、且つ制御信号の第２値への転換時にデータ信号を保
持するトラック−ホールド回路と； −データ信号のピーク値の発生を検出する第１検出手段
と； −暫定スライスレベルを発生する手段と； −データ信号が暫定スライスレベルと交差するか、どう
かを検出するための第２検出手段と； −前記両検出手段に結合され、データ信号が暫定スライ
スレベルと交差する場合に制御信号の第１値を発生し、
且つデータ信号のピーク値が発生する場合に制御信号の
第２値を発生するための制御回路； とを具えていることを特徴とするデータ処理回路。 - 【請求項２】 前記第１検出手段を前記データ信号と前
記出力信号とを比較する比較器により構成したことを特
徴とする請求項１に記載のデータ処理回路。 - 【請求項３】 前記暫定スライスレベルを発生する手段
を、前記出力信号が供給される低域フィルタにより構成
したことを特徴とする請求項１に記載のデータ処理回
路。 - 【請求項４】 前記暫定スライスレベルを発生する手段
を、前記データ信号が供給される低域フィルタにより構
成したことを特徴とする請求項１に記載のデータ処理回
路。 - 【請求項５】 前記データ処理回路が、正のピーク値の
発生時に正の包絡線を得るように前記出力信号をサンプ
リングするための第１サンプル−ホールド回路と、負の
ピーク値の発生時に負の包絡線を得るように前記出力信
号をサンプリングするための第２サンプル−ホールド回
路も具えていることを特徴とする請求項１に記載のデー
タ処理回路。 - 【請求項６】 前記データ処理回路が、前記正と負の包
絡線の平均をとることにより他のスライスレベルを発生
する手段も具えていることを特徴とする請求項５に記載
のデータ処理回路。 - 【請求項７】 データ信号の振幅を測定する装置におい
て、当該装置が： −データ信号の正及び負の包絡線を得るための請求項５
に記載の第１データ処理回路と； −前記２つの包絡線を互いに差引いて、差信号を得るよ
うにするための手段と； −前記差信号が供給され、この差信号の正及び負の包絡
線を得るための請求項５に記載の第２データ処理回路
と； −前記差信号の正と負の包絡線の平均をとることにより
前記データ信号の振幅を決定する手段； とを具えていることを特徴とするデータ信号の振幅測定
用装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP92203253 | 1992-10-22 | ||
| NL92203253:7 | 1992-10-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06225271A true JPH06225271A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3396067B2 JP3396067B2 (ja) | 2003-04-14 |
Family
ID=8210989
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26116493A Expired - Fee Related JP3396067B2 (ja) | 1992-10-22 | 1993-10-19 | データ処理回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5832039A (ja) |
| JP (1) | JP3396067B2 (ja) |
| DE (1) | DE69317200T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6275967B1 (en) * | 1997-10-22 | 2001-08-14 | Texas Instruments Incorporated | Optical disk drive using y0+y1 signal detection |
| US6047032A (en) * | 1997-11-07 | 2000-04-04 | Integrated Circuit Systems, Inc. | Signal equalization and data recovery with non-linear digital threshold feedback |
| US6529564B1 (en) * | 1999-01-28 | 2003-03-04 | Nortel Networks Limited | Data pulse receiver |
| US7197090B1 (en) * | 1999-01-29 | 2007-03-27 | Northrop Grumman Corporation | Adaptive decision regions and metrics |
| AU2001257333A1 (en) * | 2000-04-26 | 2001-11-07 | Sybersay Communications Corporation | Adaptive speech filter |
| EP1202511B1 (en) * | 2000-10-30 | 2006-01-11 | Texas Instruments France | Method for estimating and removing a time-varying DC-offset |
| KR100416594B1 (ko) * | 2001-04-11 | 2004-02-05 | 삼성전자주식회사 | 디스크 구동기에 있어서 알에프 신호의 슬라이스 및슬라이스 레벨 보상 장치와 그 방법 |
| US7061995B2 (en) * | 2001-10-31 | 2006-06-13 | Intel Corporation | Apparatus and method to generate an adaptive slicer threshold for binary data |
| JP4297763B2 (ja) * | 2003-09-29 | 2009-07-15 | 三洋電機株式会社 | データスライサ回路、集積回路およびデータ検出方法 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4001604A (en) * | 1975-04-25 | 1977-01-04 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Peak value detector |
| GB1523307A (en) * | 1975-12-09 | 1978-08-31 | Aston Electronic Dev | Data slicing apparatus and method |
| US4751468A (en) * | 1986-05-01 | 1988-06-14 | Tektronix, Inc. | Tracking sample and hold phase detector |
| US4873700A (en) * | 1987-10-14 | 1989-10-10 | National Semiconductor Corporation | Auto-threshold/adaptive equalizer |
| US5124576A (en) * | 1991-03-26 | 1992-06-23 | Unitrode Corporation | Track and hold amplifier |
-
1993
- 1993-10-13 DE DE69317200T patent/DE69317200T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-10-19 JP JP26116493A patent/JP3396067B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-05-03 US US08/433,180 patent/US5832039A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3396067B2 (ja) | 2003-04-14 |
| US5832039A (en) | 1998-11-03 |
| DE69317200T2 (de) | 1998-08-20 |
| DE69317200D1 (de) | 1998-04-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |