JPS63158921A - 振幅等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 最小位相推移（Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｐｈａｓｅ　）回路と
非最小位相推移（Ｎｏｎ　Ｍｉｎｉｍｕｍ　Ｐｈａｓｅ
　）回路とを直列に接続することによって、周波数遅延
特性が平坦で、大きな周波数振幅特性を有する振幅等化
器を得る。

〔産業上の利用分野〕

本発明は振幅等化器に係り、特に遅延特性が平坦で大き
な振幅特性を有する出力を得られる振幅等化器に関する
ものである。

無線通信の分野特にディジタルマイクロ波通信において
は、マルチパスフェージングに基づく周波数選択性の伝
送路歪が発生し、回線品質劣化の大きな要因となる。こ
の伝送歪は極めて大きく時には数十ｄＢにも達し、従来
用いられているような振幅等化特性の小さい振幅等化器
では等化が困難であり、また適応等化を行うことも難し
い。そこで大きな振幅等化特性が得られ、かつ適応等化
が容易な振幅等化器が要望される。

本発明の振幅等化器は、上述のマルチパスフェージング
に基づく振幅歪のうち、特に−次傾斜を等化する等化回
路として有用なものである。

〔従来の技術〕

従来、振幅等化器としては、受動素子（Ｃ，Ｌ。

Ｒ）のみによる定抵抗回路網で構成されたものや、入力
信号の周波数振幅特性と逆の周波数振幅特性を用いて周
波数領域で等化する共振層自動等化器、および時間領域
で等化するトランスバーサルフィルタ形自動等化器等が
知られている。

このうち共振層自動等化器は、例えば選択性フェージン
グに基づく入力信号を可変共振器に加え、入力信号の周
波数振幅特性における落ち込み（ノツチ）周波数を検出
するとともに、等化出力信号スペクトラムにおける等化
残差を検出して、検出したノツチ周波数と可変共振器の
共振周波数が一致するように制御するとともに、等化残
差が最小になるように可変共振器の尖鋭度Ｑを制御する
ことよって、可変共振器の出力として等化された信号を
得るものである。

またトランスバーサル形フィルタを用いたものは、タッ
プ付き遅延回路の各タップ出力にそれぞれタップ係数を
乗算し、乗算結果をすべて加算して出力を得るとともに
、加算出力のレベルを識別して得られた誤差信号によっ
て各タップ係数を変化させることによって、誤差信号が
零になるように制御して、出力を等化するものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の振幅等化器のうち定抵抗回路網で構成されたもの
は通常得られる周波数振幅特性が小さく、大きな振幅等
化特性を得るためには多段構成にしなければならず、従
って回路構成が複雑化するだけでなく、設計手法も複雑
である。

共振層自動等化器は、フェージングによる周波数振幅特
性を、直接波とそれより時間遅れを有する干渉波の２波
モデルで近位した場合の、直接波に対して干渉波が小さ
い場合には、周波数振幅特性および周波数群遅延特性を
等化することができる。しかしながら直接波より干渉波
が大きい場合には、周波数振幅特性を等化することはで
きるが、周波数群遅延特性が反転するため共振回路によ
る遅延特性が相加されて、出力における遅延特性は逆に
劣化するという問題がある。

またトランスバーサル形フィルタによる振幅等化器は、
直接波より干渉波が大きい選択性フェージングを受けた
信号に対しても等化を行うことができるが、復調器にお
いて周波数振幅特性の一次成分に弱いため、等化能力が
十分に発揮されないという問題がある。

また共振層自動等化器およびトランスバーサル形自動等
化器は、検出系および制御系が複雑となり従って回路規
模が大きくなりやすいだけでなく、その設計手法もかな
り難しい。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明はこのような従来技術の問題点を解決しようとす
るものであって、゛第１図に示す原理的構成を有し、最
小位相推移回路１と、非最小位相推移回路２とを直列に
接続して構成されている。

最小位相推移回路１は、入力信号を２分岐した一方の信
号と、他方の信号を遅延素子１１によって遅延させ、さ
らに減衰器１２によって減衰させた信号とを合成器１３
を介して合成して出力を生じるものである。

非最小位相推移回路２は、入力信号を２分岐した一方の
信号を減衰器】４によって減衰させた信号と、他方の信
号を遅延素子１５によって遅延させた信号とを合成器１
６を介して合成して出力を住しるものである。

〔作　用） 第２図は最小位相推移回路と非最小位相推移回路との原
理的構成を示したものである。最小位相推移回路１は第
２図（ａ）に示すように入力信号をパスＡとパスＢに２
分岐し、パスＢの信号に遅延素子１１と減衰器１２とを
挿入して、合成器１３においてパスＡの信号とパスＢの
信号とを合成して出力を得るものである。、また非最小
位相推移回路２は第２図（ｂ）に示すように入力信号を
パスＡとパスＢに２分岐し、パスＡに減衰器１４を挿入
するとともにパスＢに遅延素子１５を挿入して、合成器
】６においてパスＡの信号とパスＢの信号とを合成して
出力を得るものである。

ここでτをパスＢのパスＡに対する遅延時間差、ρをパ
スＢのパスＡに対する振幅比と定義すると、第２図（ａ
）、　（ｂｌの回路の周波数振幅特性Ａ（ω）。

周波数遅延特性Ｄ（ω）は次式のようになる。

Ａ（ω＞＝ｆ＝乙下＝＝５−・・（１）第３図は（１）
、　（２）式においてτおよびρを変化させたときの周
波数振幅特性（第３図（ａ））と周波数遅延特性（第３
図中））とを示したものである。

第３図中）に示されるように、第２図（ａ）に示すρく
１の場合の遅延特性は、第２図（ｂｌに示すρ〉１の場
合の遅延特性と逆になる。そこで第２図（ａ）の回路と
第２図中）の回路とを直列に接続することによって、出
力において遅延特性は相殺されて平坦となり、振幅特性
のみが相加されることになる。

そこでこのような回路において、被等化特性の逆特性に
なるように、ρ、τおよび各パスの位相を適当に設定す
ることによって、所望の等化特性を有する振幅等化器が
得られる。

〔実施例〕

第４図は本発明の一実施例を示したものであって、ＨＹ
Ｂ　１−ＨＹＢ　４はハイブリッド、Ｄ、Ｌ　１．　Ｄ
。

Ｌ２は遅延線、Ａ’ＴＴ　１　、　ＡＴＴ　２は減衰器
、ｐ、ｓｉ。

Ｐ、Ｓ　２は移相器である。

第４図において、入力信号はハイブリッド）ＩＹＢｌの
入力側に接続される。ハイブリッドＩＩＹＢ　１の出力
側の一方はハイブリッドＨＹＢ　２の一方の入力側に直
接接続され、バイブリフトＨＹＢ　１の他方の出力側は
、遅延線り、Ｌ　１と減衰器ＡＴＴ　１および移相器Ｐ
、Ｓ　１を直列に経由して、ハイブリッドｌｌＶＢ２の
他方の入力側に接続される。ハイブリッドＨＹＢ２の出
力側はハイブリッドＨＹＢ　３の入力側に接続される。

ハイブリッドＩｎ’Ｂ　３の出力側の一方は減衰器へ↑
Ｔ２を経てハイブリッドＨＹＢ　４の一方の入力側に接
続され、ハイブリッドＨＹＢ　３の他方の出力側は遅延
線り、Ｌ　２および移相器Ｐ、Ｓ　２を直列に経由して
ハイブリッドＨＹＢ　４の他方の入力側に接続される。

入力信号はハイブリッドＨＹＢ　１においてパスＡとパ
スＢに２分岐される。パスＡの信号は直接ハイブリッド
ＨＹＢ　２に入力されるとともに、パスＢの信号は遅延
線り、Ｌ　１により遅延を受け、減衰器ＡＴＴ　１によ
り減衰され、移相器ｐ、ｓ　ｉにより位相をシフトされ
てハイブリッドＩＩＹＢ　２に入力される。

ハイブリッドＨＹＢ　２は両パスの信号を合成する。

ハイブリッドＩＩＹＢ　２の出力信号はハイブリッドＨ
ＹＢ　３においてパスＣとパスＤに２分岐される。

パスＣの信号は減衰器ＡＴＴ　２により減衰されてハイ
ブリッドＨＹＢ　４に入力されるとともに、パスＤの信
号は遅延線り、Ｌ　２により遅延を受け、移相器Ｐ、Ｓ
　２により位相をシフトされてハイブリッドＨＹＢ４に
入力される。ハイブリッドＩＩＹＢ　４は両パスの信号
を合成する。

ハイブリッドＨＹＢ　１とハイブリッドＩＩＹＢ　２に
挾まれた回路２１は、最小位相推移回路を構成している
。第５図は最小位相推移回路の周波数特性を示し、（ａ
）は周波数振幅特性、山）は周波数遅延特性である。

第５図において周波数特性に現れている２つのノツチの
間隔は１／τであって、パスＢに設けられた遅延線り、
Ｌ　１に基づくパスＡとの遅延時間差τによって決定さ
れる。またノツチの深さく２０１゜ｇ　　（１−ρ））
はパスＡとパスＢの振幅比（ρ＝Ｂ／Ａ）によって定ま
る。この場合、ノツチの位置はパスＢの位相を変化させ
ることによって、任意に設定することができる。すなわ
ちノツチの間隔を変えることなくノツチの位置のみを変
えたいときは、移相器ｐ、ｓ　ｔを適当な値に設定すれ
ばよい。

またハイブリッドＨＹＢ　３とハイブリッドＦＩＹＢ　
４に挾まれた回路ｎは、非最小位相推移回路を構成して
いる。第６図は非最小位相推移回路の周波数特性を示し
、（ａ）　＆Ｊ：周波数振幅特性、（ｂ）は周波数遅延
特性である。

第６図においても上記の関係は同様であるが、パスＣの
信号レベルよりもパスＤの信号レベルの方が大きく、振
幅比（ρ＝Ｄ／Ｃ）が１よりも大きいため、周波数遅延
特性は第５図の場合とは逆になり、周波数振幅特性は第
５図の場合と同じになる（ただしノツチの深さは２０１
ｏｇ　　（ρ−１）となる）。

第５図、第６図から明らかなように、パスＡ。

パスＢのループからなる最小位相推移回路と、パスＣ，
パスＤのループからなる非最小位相推移回路とを直列に
接続することによって、出力信号では、周波数遅延特性
は平坦となり、周波数振幅特性は相加される。

第７図は本発明の振幅等化器の一段針例を示したもので
ある。同図において（ａ）に示すように、遅延線り、Ｌ
　１　、　Ｄ、Ｌ　２および減衰ＷＡＴＴ１．＾↑↑２
に図示の値を与え、ハイブリッドＨＹＢ　１〜ＨＹＢ　
４に同相ハイブリッドを使用したときの、最小位相推移
回路２１の周波数特性と非最小位相推移回路２２の周波
数特性は、それぞれ第７図（ｂ）、　（Ｃ）に示される
ごとくであり、これらを直列に接続した第７図（ａ）の
回路の周波数特性として、第７図（ｄ）に示すようなも
のが得られる。これらの各図において、横軸は周波数を
示し、縦軸は周波数遅延特性Ａ（５ｎｓｅｃ／　ｄｉｖ
　）と周波数振幅特性Ｂ　（５ｄＢ／　ｄｉｖ　）とを
示している。第７図（ｄ）から明らかなように、第７図
（ａ）の回路の出力においては周波数遅延特性は平坦で
あり、周波数振幅特性は相加されている。

第８図は本発明の一応用例を示したものであって、可変
−次振幅等化器としての応用を例示している。

第８図において、ＨＹＢ　１１−　ＨＹＢ　２０はハイ
ブリッド、Ｄ、Ｌ　１１〜Ｄ、Ｌｉ２は遅延線、ＡＴＴ
　１１〜ＡＴＴ　１５は減衰器、Ｐ、Ｓ　１１〜Ｐ、Ｓ
　１３は移相器、ＶＡＴＴは可変減衰器である。ハイブ
リッドＩＩＹＢ　１２とＨＹＢ　１３．およびハイブリ
ッドＨＹＢ　１６とＨＹＢ　１７に挾まれた部分はそれ
ぞれ最小位相推移回路３１．３２を構成し、ハイブリッ
ドＨＹＢ　１４とＩＩＹＢ　１５．およびハイブリッド
ＩＩＶＢ　１ＢとＨＹＢ　１９に挾まれた部分はそれぞ
れ非最小位相推移回路オ、３４を構成している。第８図
の回路は、第４図に示された振幅等化器をハイブリッド
ＨＹＢ　１１．　ＨＹＢ　２０を介して並列に接続し、
一方のパスの信号レベルを可変減衰器ＶＡＴＴによって
調整可能にしたものである。この場合、最小位相推移回
路３１と非最小位相推移回路３３からなるパス１のノツ
チの周波数と、最小位相推移回路３２と非最小位相推移
回路３４からなるパス２のノツチの周波数との間隔は、
移相器Ｐ、Ｓ　１２．　Ｐ、Ｓ　１３によって第９図に
示すように１／２τに選ばれている。そして両特性の交
点周波数ｆＯを中心とするある範囲Ｘを伝送帯域として
使用する。従ってパス１の信号とパス２の信号とでは１
８０°の相対位相差を有しているので、これを補正する
ためにパス１に１８０゜の位相遅延を有する移相器Ｐ、
Ｓ　１１が挿入されている。なお可変減衰器ＶＡＴＴは
、減衰度を可変し得るものであれば如何なる形式のもの
でもよく、またパスｌ、バス２のいずれに挿入してもよ
く、両パスに挿入しても勿論差支えない。

第１Ｏ図は第８図の可変−次振幅等化器の具体例を示し
、第８図の回路における最小位相推移回路３１．３２に
おけるノツチ周波数をそれぞれ４７　Ｍｌｌｚおよび９
３　ＭＩＩＺとし、非最小位相推移回路３３．３４にお
けるノツチ周波数をそれぞれ４７１’ｌＨ２および９３
　ＭＢ２としたときの各部の周波数遅延特性Ａ（縦軸５
　ｎ５ｅｃ／　ｄｉｖ　）および周波数振幅特性Ｂ（縦
軸５　ｄＢ／　ｄｉｖ　）を周波数を横軸として示した
ものであって、（ａ）は最小位相推移回路３１の特性、
（ｂｌは最小位相推移回路３２の特性、（Ｃ）は非最小
位相推移回路邪の特性、（ｄ）は非最小位相推移回路あ
の特性、（ａ）は最小位相推移回路３１と非最小位相推
移回路おを直列にしたパス１の特性、（ｆ）は最小位相
推移回路３２と非最小位相推移回路別を直列にしたパス
２の特性、（ｇｌ−１、（ｇ）−２、（ｇ）−３はバス
ｌ、バス２を並列にした第８図の可変−次振幅等化器の
全体の特性をそれぞれ示している。

第１０図（ｅ）に示すごとく、パス１の特性は最小位相
推移回路３１と非最小位相推移回路３３の特性を合成し
たものであって、周波数遅延特性は平坦であるが、周波
数振幅特性は相加されている。同様に第１０図（ｆ）に
示すごとく、パス２の特性は最小位相推移回路３２と非
最小位相推移回路３４の特性を合成したものであって、
周波数遅延特性は平坦であるが、周波数振幅特性は相加
されている。ハイブリッドＩＩＶＢ　２０の出力として
両パスの出力を合成したものが得られるが、この際可変
減衰器ＶＡＴＴにおける減衰の大きさによって３種類の
特性が得られる。

第１θ図（ｇ）　−１および（ｇｌ−３は、それぞれ可
変減衰器ＶＡＴＴの減衰が減衰器へＴＴ　１５の減衰よ
り小さい場合および大きい場合の第８図の回路の全体の
特性を示し、周波数遅延特性は平坦であるが、周波数振
幅特性はそれぞれ一次正傾斜および一次負傾斜となる。

また第１０図（ｇ）　−２は可変減衰器ＶＡＴＴの減衰
と減衰器ＡＴＴ　１５の減衰が等しい場合の第８図の回
路の全体の特性を示し、周波数遅延特性と周。

波数振幅特性はともに平坦となる。なおこの場合におけ
る帯域中心周波数ｆｏは、バス１のノツチ周波数４７　
ＭＩＩ２とパス２のノツチ周波数９３　ＭＨｚの中央の
周波数である７　０　Ｍ）＋２となっている。

このように第８図に示された可変−大振幅等化器によれ
ば、周波数振幅特性の一次傾斜を容易に変化させること
ができるので、例えば本出願人が昭和６１年８月１８日
に出願した「自動振幅等化器」（特願昭６１−１９１６
３６号）のごとき自動等化層に通用する場合有用である
。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、簡単な構成で周波
数遅延特性が平坦で大きな周波数振幅特性を有する回路
を実現することができ、その設計も容易であって、経済
的な効果も大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理的構成を示す図、第２図は最小位
相推移回路と非最小位相推移回路の原理的構成を示す図
、 第３図は第２図の回路の周波数振幅特性と周波数遅延特
性とを示す図、 第４図は本発明の一実施例を示す図、 第５図は最小位相推移回路の周波数特性を示す図、 第６図は非最小位相推移回路の周波数特性を示す図、 第７図は本発明の振幅等化器の一般計例を示す図、 第８図は本発明の一応用例を示す図、 第９図はバスｌのノツチ周波数とパス２のノツチ周波数
を示す図、 第１０図は第８図の回路の各部特性を示す図である。 １−・−最小位相推移回路 ２−・・非最小位相推移回路 １１−・遅延素子 １２・−減衰器 １３−合成器 １４・−・減衰器 １５・−遅延素子 １６−・合成器 ２１・・・最小位相推移回路 ２２・−非最小位相推移回路 ３１．３２−一一最小位相推移回路 羽、３４・−非最小位相推移回路 ＨＹ８１〜ＨＹＢ　４．　ＨＹ８１１〜ｆｌＹＢ　２０
−ハイブリッド Ｄ、Ｌ　１　、　Ｄ、Ｌ　２．　Ｄ、Ｌ　１１〜Ｄ、Ｌ
　１４−遅延線ＡＴＴ１．ＡＴＴ　２　、　ＡＴＴ　１
１〜＾ＴＴ　１５・−減衰器ＶＡＴＴ・−可変減衰器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力信号を２分岐した一方の信号と、他方の信号を遅延
   素子（１１）によつて遅延させ減衰器（１２）によつて
   減衰させた信号とを合成器（１３）を介して合成する最
   小位相推移回路（１）と、 入力信号を２分岐した一方の信号を減衰器（１４）によ
   つて減衰させた信号と、他方の信号を遅延素子（１５）
   によつて遅延させた信号とを合成器（１６）を介して合
   成する非最小位相推移回路（２）とを直列に接続してな
   ることを特徴とする振幅等化器。