JPS63120282A - 電子時計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＭＯＳ−ＩＣ内に構成された感温素子を有す
る温度補償付電子時計の温度検出回路Ｏこ関するもので
ある。

〔発明の概要〕

本発明は温度補償付電子時計の温度検出回路において、
感温素子をＮ基板ＣＭＯＳプロセスで製造できるＮＰＮ
　ｌ−ランジスタのヘース・エミッタ間電圧Ｖ□の温度
特性を利用したＩＣ内蔵温度センサ（Ｈｉｇｈ　５ｅｎ
ｓｉｖｉｔｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｔｅｍｐｅｒａ
ｔｕｒｅＳｅｎｓｏｒ、以下ＨＩＴＳと言う、ＨＩＴＳ
に関しては「センサ技術１１９８２年９月号Ｖｏ１．２
　　魔１０に記載されている。）で構成し、Ａ／Ｄコン
バータを逐次比較Ａ／Ｄコンバータで構成する事により
、ＭＯＳ）ランジスタの闇値電圧の経時変化による温度
検出回路の温度特性の経時変化を最小限に少なくする事
。

〔従来の技術〕

従来は特開昭５８−２２３０８８号公報に示されている
ように、温度検出回路は感温型定電圧回路、電圧電流変
換回路、電流依存発振回路及び波形成形回路で構成され
ていた。

以下図面に従って従来の温度検出回路を説明する。

第２図は温度検出回路とそのオフセット及び傾き調整回
路の構成を示すブロックＩＡである。感温型定電圧回路
から出力される電圧Ｖえ　（以下隼にＶ、と言う）は電
源電圧変動に対しては安定で周囲温度に従って直線的に
変化する。■３は電圧電流変換回路に接続され、電流依
存性発振回路へ流れる電流を制御している。電流依存性
発振回路の発振周期は電流に依存し、Ｉｉｔｍは電圧電
流変換回路に用いられているＮチャンネルＭＯ８トラン
ジスタのＶＴＨとＶおの差に依存し、この差は温度に依
存する。

第９図は第２図の感温型定電圧回路の構成を詳細に示し
た回路図である。感温型定電圧回路は拡散抵抗とＭＯＳ
トランジスタとからなり、１個又は２個のＭＯＳトラン
ジスタを飽和結線し、ダイオードに似た２端子素子とし
て用いて定電圧を得ている。各段の出力電圧は、段を重
ねる毎に定電圧性が良くなる一方、次第に減衰して闇値
電圧に近づく、４段口には飽和結線されたＭＯ５トラン
ジスタＮ５．Ｎ６が直列接続されている為にその出力電
圧はＮ５．Ｎ６の閾（ｌｉ電圧の和に近い値となる。こ
のようにして得られた出力電圧Ｖえの温度特性は６段の
ＭＯＳトランジスタＮ８の闇値電圧の温度特性に依存す
るが、４段のＮ５．Ｎ６の効果によりＮチャンネルＭＯ
Ｓ）ランジスタの闇値電圧の温度特性より若干急勾配と
なる。

この■、は電圧電流変換回路のＭＯＳ）ランジスタＮ９
のゲートに接続される為にＮチャンネルトランジスタの
闇値電圧ＶｙＨ１個分がキャンセルされ、■え−ｖＴＮ
の勾配で電流依存性発振回路に流れる電流は変化する。

ｖ７の温度勾配を具体的数値にする為次の条件で計算機
によりシミュレーションした結果 Ｖｍ　’１．２ＶｔＮ　　　　　　　　□■となった。

シミュレーション条件は 拡散抵抗の抵抗値 Ｒ１＝３５０［にΩ］　　Ｒ２−１４００［にΩ］Ｒ３
＝　Ｒ５＝　Ｒ７−７１０［にΩ］Ｒ４−Ｒ６＝６８０
　　　　　［にΩ］ＭＯＳトランジスタの導電係数 に、−１０［μＡ／Ｖ”ｌ　　（Ｐチャンネル）Ｋ、＝
２０［μＡ／Ｖ”ｌ　　（Ｎチャンネル）ＭＯＳトラン
ジスタの闇値電圧 ｖ７．＝〜０．３２［Ｖ］　　　　　（Ｐチャンネル）
ＶＴＮ−０，４４［Ｖ］　　　　（ＮチＪ、７ネル）で
ある。

従って電流依存性発振回路に流れる電流は■釘−ＶＴＮ
＝０．２ＶＴＮ　　　　　　□■の温度勾配で変化する
。この様子を第１１図に示した。

一方、電流依存性発振回路の発振周期は、そこに供給さ
れる電流以外に、コンデンサーＣ１，Ｃ２゜Ｃ３の容量
−温度特性及び拡散抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値−温
度特性により決定される。しかしＭＯＳ−ＩＣ内に構成
されるコンデンサーＣ１，Ｃ２゜Ｃ３，及び拡散抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ３の一般的温度係数から計算される発振周
期への依存度は非常に小さく、Ｎ９により供給される電
流−発振周期依存度の約１００分の１以下である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以にの説明から従来の温度検出回路の発振周期−温度特
性はほとんどＮチャンネルＭＯＳ）ランジスタの闇値電
圧Ｖｔｔ＋で決定される事がわかる。

従ってＶＴＮが経時変化した場合、ＶＴｏの変化量が直
接に温度検出回路の発振周期に影響を与えてしまうｓ”
ＴＨの温度係数は一般的に、 ＝１〜−２　　攬Ｖ／℃ である。

ここで、仮にＶＴＮの温度係数が−２，０１ｍＶ／”Ｃ
テアったとした場合、■ア、に２ｍＶの経時変化が有る
と温度検出回路の出力データが一１℃シフトしてしまう
ことになる。（ｉ奪頁性の実験によれば、ｖＴＮの経時
変化は、３〜ｂ いる。従ってＶＴＨの経時変化により従来の温度検出回
路は、２℃／年程度出力データがシフトしてしまうこと
になる。この温度検出回路を温度補償付電子時計に使用
した場合、温度検出回路における２℃／年のシフト量は
電子時計の歩度２０秒／年程度に相当するものである。

さらにシフト量は年々加算される為に、製造段階で歩度
５秒／年程度に合わせ込まれたものでも２〜３年で歩度
が数十秒／年程度になってしまう。以上のことばＮチャ
ンネルＭＯＳ）ランジスタの闇値電圧ｖ７Ｎを感温素子
に使用した場合の従来例について説明したが、Ｐチャン
ネルＭＯＳトランジスタの闇値電圧ＶＴＦを感温素子に
使用した場合でも全く同じことが言え、経時変化により
歩度が同程度シフトしてしまう。

ＭＯ３トランジスタの闇値電圧の経時変化の影響をより
少なくする為に、感温素子にＨＩＴＳを使用する事は容
易に類推される。（ＨＩＴＳの出力電圧の経時変化がＭ
Ｏ３トランジスタの闇値電圧のそれに比較して小さいこ
とは実験により確認されている。）しかし単純に従来の
感温型定電圧回路とＨＩＴＳとを置き換えてもその目的
は達成されない。その理由は次の２点である。

第１点は第３図のようにＨＩ　Ｔ　Ｓの出力電圧Ｖ。

を電圧電流変換回路であるＭ　ＯＳ　）ランジスタのゲ
ートに印加し温度検出回路を構成しても、電圧電流変換
回路であるＭＯＳ）ランジスタの閾値電圧が電流依存性
発振回路へ供給する電流に影響を与えるからである。以
下この影響度を具体的数値例で説明する。ＨＩＴＳはダ
ーリントン２段接続のＨＩＴＳを使用したとするとその
出力電圧■イの温度係数は、 −６〜−７ｍＶ／℃ 程度となる。一方ＰチャンネルＭＯ３）ランジスタの闇
値電圧ＶＴＰの温度係数は一般的に、＋１〜＋２１１ｖ
ノ℃ 程度である。ここで仮にＶ８の温度係数が一６ｍＶ／　
℃。

ｖｔｐの温度係数が＋２ｍＶ／　’Ｃであったとした場
合、ｖｔｐの温度係数分がキャンセルされ、電流依存性
発振回路へ流れる電流は、−４ｍＶ／　’Ｃの温度勾配
で変化する。この場合ＶＴＰに２＋Ｉｌｖ／℃の経時変
化が有ると、温度検出回路の出力データが−０，５℃シ
フトしてしまうことになる。従来例にくらべ、ＭＯＳト
ランジスタの闇値電圧の経時変化による影響度は小さく
なるものの、高々％〜２程度になるにすぎない。

第２点は第３図のような構成にしても、ＨＩＴＳの出力
電圧ＶＨのバラツキとＭＯＳトランジスタ閾値電圧ＶＴ
Ｐのバラツキが有り、それらを同一にする又は、合わせ
込むことは非常に困難であり歩走りを下げる原因となる
からである。ＨＩＴＳの２５℃における出力電圧■□は
、ダーリントン２段接続の場合で、 一７５０±１５０　　ｍＶ 程度であり、ＰチャンネルＭＯ５）ランジスタの閾値電
圧■ア、は一般的に時計用ＩＣとしては、−５５０±１
５０　　ｍＶ 程度である。従って最悪の場合、 Ｖ）ｌ　−６００ｍＶ Ｖｔｒ＝　　７００　　ｍＶ となり、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタが全くＯＮシ
ない場合が存る。

以上述べたように単純に従来の感温型定電圧回路とＨｒ
ｒｓ−ｔ−１き換えて、ＭＯＳ）ランジスタの闇値電圧
の経時変化の影響を少な（することは困難である。

ｃ問題点を解決するための手段〕 前記問題を解決するために、本発明においては、ＨＩＴ
Ｓの出力電圧■、の温度係数が大きいことに着目し、そ
の出力電圧を逐次比較Ａ／Ｄコンバータでディジタルデ
ータに変換するようにし、ＭＯＳトランジスタの閾４Ｍ
電圧の経時変化による影響をほとんど無視出来るように
した。

〔作用〕

前記のような構成によればＭＯＳトランジスタの閾値電
圧の経時変化による温度データへの影響をほとんど無視
出来るまで少なくすることが可能となる。

〔実施例〕

以下に本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の温度検出回路とそのオフセット及び傾
き！ｌ１Ｍ回路の基本的構成を示すブロック図である。

高感度温度センサーであるＨＩＴＳを定電流回路で定電
流駆動し、その出力電圧Ｖイを逐次比較Ａ／Ｄコンバー
タでディジタルデータに変換し、そのディジタルデータ
を演算回路でオフセット及び傾き調整し温度情報を得て
いるや第１図には温度検出を間欠的に行なうための電源
スィッチが記入されていないが、本発明において電源ス
ィッチを追加することは無論可能である。

以下側々のブロックごとにその動作を説明すると共に、
ＭＯＳ）ランジスタの闇値電圧の経時変化がほとんど）
温度情報に影響を与えないことを説明する。

第４図は本発明に使用したＨｉＴＳの実施例を示す図で
ある。ＨＩＴＳはＮ基板ＣＭＯＳプロセスで製造できる
Ｎ　Ｐ　Ｎ　’ｌ−ランジスタのベース・エミッタ間電
圧Ｖｌｌ！の温度特性を利用した素子で定電流を流すこ
とによりＶＨが温度に対し直線的に変化し、しかもその
温度係数はダーリントン３段接続の場合で約−９〜−１
１＋Ｖ／　℃にも達する高感度温度センサーである。無
論ダーリントン３段接続の温度係数はＨＩＴＳ単体の温
度係数の約３倍であり、２段接続の温度係数は単体の約
２倍である。ＨＩＴＳの出力電圧ＶＨは１（ＩＴＳに流
れる電流によりわずかに変化する。その変化量は実験に
よると電流が仮に１％変化した場合においても、２段接
続のＨＩＴＳで約０．７ｍＶである。これは温度データ
に換算すると約０．１℃に相当する。

第５図は本発明に使用した定電流回路の実施例を示す図
である。ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ３個から構成
され、トランジスタＴＩはデプレッション形であり、ト
ランジスタＴ！及びＴ３はエンハンスメント形である。

トランジスタＴ、に流れる電流１゜は次の条件を設定す
る事によりトランジスタＴ、とＴｔの闇値電圧の差（Ｖ
　ｔｏ）及びトランジスタＴ、の導電係数のみにより決
定されるようになる事が可能である。

トランジスタＴＩ＋ＴＺ＋Ｔｆｆが全て飽和領域で動作
しているとし、トランジスタＴ　＋　、　Ｔ　ｚ　、　
Ｔ　ｓの闇値電圧をそれぞれＶ　Ｔｌ＋　■Ｔｌ＋　ｖ
Ｔ２＊導電係数をそれぞれＫ　＋　、　Ｋ　ｚ　、　Ｋ
　ｚとし、Ｖ丁、−Ｖ丁、−Ｖ丁ｐ ■ア３”ＶＴ！ に、／Ｋｚ　””％ なる条件を設定すると、トランジスタＴ、に流れる電流
■。、は、 Ｉ　ｎｓ　−Ｋ　ｓ　　Ｘ　Ｖ　ＴＤ”と表わされる。

Ｖア。はディブレノシッン形トランジスタとエンハンス
メント形トランジスタの闇値電圧の差であるので、経時
変化はほとんどないと考えられる。なぜなら経時変化の
原因と考えられている水分のチャンネルへの侵入はディ
プレッション形トランジスタにおいてもエンハンスメン
ト形トランジスタにおいても同程度発生すると考えられ
るからである。

以上ＨＩＴＳの特性と定電流回路の特性から■（ＴＴＳ
出力電圧Ｖ、はＭＯ３トランジスタの闇値電圧の経時変
化により影響をほとんど受けない事がわかる。

第６図は本発明に使用した電圧比較回路の実施例を示す
図である。これは最も簡単な構成のコンパレーターであ
るが、ＭＯＳトランジスタが左右で対になっているため
、闇値電圧の経時変化はお互いに相殺され、コンパレー
ターのオフセットはほとんど変化しない。第６図には電
圧比較回路の消費電流を低くおさえるためのトランジス
タが間欠的に電源をオンさせるための電源スイッチ用１
−ランジスタが記入されていないが、本発明においてそ
れらを追加することは理論可能である。

第７図は本発明に使用した定電圧回路の実施例を示す図
である。ＭＯＳ）ランジスタＴａ、Ｔｓによる基準電圧
ｖ　ｓｉｒをトランジスタＴ　ｂ、　Ｔ　ｔ、　Ｔ　ａ
。

Ｔ、で構成されるコンパレーターの一方の入力端子に入
力し、出力定電圧Ｖ　、ＥＣを拡散抵抗Ｒ１Ｉ。

Ｒｚｚで分割した電圧■、をコンパレーターの他方の入
力端子に入力している。コンパレーターの出力電圧ＶＯ
ＬＩアはｖｓｙがＶ　ＩＩＥＦと等しくなるように動作
し、等しくなった時に安定する。

つまりｖ　ａｔｅは、 ＲｌＩ と表わされる。以下ＭＯ５）ランジスタの閾（！！電圧
に経時変化が生じても出力定電圧Ｖ□９にはほとんど影
響しない事を説明する。

基＄電圧Ｖ　ＪＩＦＦは次の条件を設定する事によりト
ランジスタＴ４とＴ、に閾値電圧の差（ｖｙ。）にする
事が可能である。

トランジスタＴ４、Ｔ、が両方とも飽和領域で動作して
いるとし、トランジスタＴ　ａ　、　Ｔ　ｓの闇値電圧
をそれぞれＶア、、Ｖア、導電係数をそれぞれに、。

Ｋ、とし、 ７丁５−ＶＴ４　　　ＶＴＤ Ｋ５−Ｋ。

なる条件を設定すると、出力定電圧Ｖ□−よ、■鳳！Ｆ
”ＶＴＤ と表わされる。ＶＴＤは前に述べたようにデブレッシッ
ン形トランジスタとエンハンスメン］・形トランジスタ
の闇値電圧の差であるので、経時変化の影響はほとんど
ないと考えられる トランジスタＴ　ｈ、　Ｔ　ｆｆ＋　Ｔ　ｓ、　Ｔ　９
から構成されるコンパレーターについては、第６図で述
べたようにＭＯＳトランジスタの閾値電圧の経時変化は
お互いに相殺され、オフセントはほとんど変化しない。

分割抵抗Ｒ□＋Ｒ１ｉの抵抗値にも経時変化は理論存在
するだろう、しかしＲｔｌ、　　Ｒｚ□は同一チップ内
に作られた抵抗であるので、その抵抗値の経時変化の割
合は同程度であると考えられる。抵抗値の経時変化の割
合が同一であれば、ＲｌＩとＲＺｇの抵抗値の比は常に
一定に保たれる。前に述べたようにＶ　ｊｌＫＧはＲｌ
ＩとＲｔ□Ｏ比によって決定されるので、ＲｌｌとＲ２
□の経時変化はＶ□。に影響を与えないや 以上述べてきた事から定電圧回路の出力電圧Ｖ　ＩＩＥ
ＧはＭ　ＯＳ　トランジスタの闇値電圧及び抵抗の抵抗
値の経時変化により影響を受けない。

第８図は本発明に使用したＡ／Ｄコンバータの実施例を
示す図である。抵抗Ｒは同一チップ内に同一サイズで作
られた比較的高抵抗値を持つ抵抗であり、イアバー９−
１．〜ｌ、１はＧＮＤとＶ　１１Ｅ０を電源とする比較
的低オン抵抗を持つインバーターである。出力端子の電
圧ｖｉａは Ｖ　ＤＡ　”　Ｖ　１ｔＧ　ＸΣ　　（１）、ｘ　２−
　（ＩＩ−Ｘ４１＋　）（ただしＤイは逐次比較レジス
タの出力Ｄ　ｏ　−Ｄ　−であり０又は１の値を持つ、
）なる電圧が出力される。

はしご形抵抗回路の抵抗Ｒの経時変化に関しては、第７
図で述べたように、同一チップ内に作られた抵抗である
ので、その抵抗値の経時変化の割合は同程度であると考
えられる。又イ〉′バーター■。〜■７を構成している
ＭＯＳ）ランジスタのオン抵抗は、はしご形抵抗回路の
抵抗Ｒの抵抗値より十分に小さく設定すれば良く、］・
ランジスタの閾（ｔｉｔ圧の経時変化がＶＤＡに影響を
与えないのは明白である。

第１２図は本発明に使用した逐次比較Ａ／Ｄコンバータ
の制御回路の動作を示したフローチャート図である。こ
の内容は逐次比較Ａ／Ｄコンバータで一般的に使用され
る逐次比較レジスタの最上位ビットから順に内容を決定
していくという既知の技術である。

第１３図は本発明に使用した演算回路により温度情報の
調整の様子を示した図である。演算回路では温度情報の
オフセット調整と傾き調整が行なわれる。第１３図に示
した目的の温度情報とはオフセット調整及び傾き調整さ
れた後の温度情報で演算回路が出力するものである。目
的の温度情報はこれを利用するシステムから要求される
傾き、オフセットをもつ温度情報で、その傾き及びオフ
セットはシステム（１こより任意に設定出来る。オフセ
ット調整量に０及び傾き調整ｙ；　ｘ　／　Ｋ＋を決定
するには少なくとも２点以上の温度における温度情報を
測定し、そのデータから未調整温度情報の傾き及びオフ
セントを計算で求め、次に目的の温度情報と未調整温度
情報の傾き及びオフセットから計算で求める。オフセッ
ト調整量に０及び傾き調整量Ｋｔ／に＋　はプログラマ
ブルＲＯＭなどに書き込む。演算回路では逐次比較Ａ／
Ｄコンバータの出力した未調整温度情報にオフセット調
整１１に６を加算し、傾き調整量Ｋｇ／に＋を乗算して
、目的の温度情報を出力する。

〔発明の効果〕

以上説明した様に本発明の温度補償付電子時計における
温度検出回路は、ＭＯＳ）ランジスタの閾値電圧の経時
変化による温度情報へ・の影ツをほとんど無視出来るま
で少なくする二とが可能となるため、製造段階で正確に
調整された状態を永い間保持する事が可能となり、より
高精度な温度補償付電子時計の実現が可能となる。さら
に、電子時計全体から考えるならば温度検出回路の経時
変化が少なくなるために、水晶の経時変化の規格を広げ
る事が可能となり、より安価な水晶の使用が可能となり
、時計全体のコストを下げる事が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を示すブロック図。第２図は従図、第６
図、第７図、第８図は本発明の実施例の個々のブロック
を詳細に示す図。第９図、第１０図。 第１１図は従来例の問題点を詳細に説明するための図、
第１２図は本発明による逐次比較Ａ／Ｄコンバータの制
御回路の動作を示すフローチャート図。 第１３図のｆａｔ、　Ｃｂｌは本発明の演算回路による
温度情報の調整の様子を示す図。 以上 出願人　セイコー電子工業株式会社 ジ 麓度　　　（’（：Ｊ しご＼１１直１り瓜の温喪ジ閂徒を 第１１図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 温度特性を有する水晶発振器 該水晶発振器の発振信号からより低い周波数の信号群を
   作成する分周回路と、 該分周回路の出力信号群を合成して駆動信号を作成する
   駆動回路と、 該駆動回路の出力信号により時刻を表示する表示機構と
   、 前記水晶発振器付近の温度により出力データが直線的に
   変化する温度検出回路と、 該温度検出回路の出力データの温度勾配を論理的に調整
   するための温度勾配調整回路と、 前記温度検出回路の出力データのオフセットを論理的に
   調整するためのオフセット調整回路と、前記温度検出回
   路の出力データを前記温度勾配調整回路及びオフセット
   調整回路によって作成された温度情報に基づいて前記水
   晶発振器の温度補償を行なう周波数補正回路と、 及び前記分周回路の出力信号群を合成して前記温度検出
   回路、温度勾配調整回路及びオフセット調整回路を制御
   する制御回路より構成される電子時計において、 前記温度検出回路の感温素子を少なくともＮ基板ＣＭＯ
   Ｓプロセスで製造できるＮＰＮトランジスタのベース・
   エミッタ間電圧の温度特性を利用した素子で構成し、前
   記温度検出回路の感温素子のアナログデータをディジタ
   ルデータに変換するＡ／Ｄコンバータを少なくとも逐次
   比較Ａ／Ｄコンバータで構成した事を特徴とする電子時
   計。