CN112684824B - 温度控制电路、振荡控制电路以及温度控制方法 - Google Patents

温度控制电路、振荡控制电路以及温度控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种温度控制电路、振荡控制电路以及温度控制方法，更高精度地进行封装体内的温度控制。为此，温度控制电路具备：温度传感器，其配置于封装体内，检测封装体内的温度；加热器电流检测电路，其检测加热器的驱动量；指标温度生成电路，其根据谐振器的目标温度和通过加热器电流检测电路检测出的驱动量检测值来生成指标温度；加热器电流驱动器，其控制加热器，以使通过温度传感器检测出的检测温度与指标温度一致；以及N阶校正电路，其被输入通过加热器电流检测电路检测出的驱动量检测值或者基于指标温度的信号，来消除通过加热器电流检测电路产生的二阶以上的变动分量对谐振器的温度的影响。

Description

温度控制电路、振荡控制电路以及温度控制方法
技术领域
本发明涉及一种温度控制电路、振荡控制电路以及温度控制方法。
背景技术
一般来说，对于面向基站的基准时钟，要求将频率温度变动抑制到数十～数百ppb的数量级。一般使用利用了晶体振子(Xtal)的晶体振荡器(XO)作为基准时钟的时钟源，但是晶体振子的频率温度变动例如在-40℃～85℃的范围内为数十ppm这种大小。
因此，一般使用将晶体振子的温度保持恒定的OCXO(恒温晶体振荡器、OvenControlled Xtal Oscillator)，从而实现了对晶体振子的频率温度变动的抑制。
OCXO例如图17所示，为了使通过温度传感器101检测出的温度Vsens与为恒定电压的指标温度Vgt一致，设置差分放大器102来形成热反馈环，根据差分放大器102的输出来控制作为电流驱动器103的PMOS元件，由此使规定的加热器电流Ih流动。由此，加热器发热，通过该发热使包括晶体振子104的封装体105内的温度恒定。另外，温度传感器101、差分放大器102、电流驱动器103以及控制晶体振荡器中的晶体振子104的控制电路构成为集成电路IC。
在此，在图17所示的热控制中，相对于环境温度的变化而言恒定的是温度传感器101的输出温度，而不是晶体振子104的温度。因此，晶体振子104的温度在现实中以数[℃]的数量级变化。关于该原理，说明图18所示的热阻模型。
在图18所示的封装体105内的热阻模型中，针对环境温度Ta[℃]，将搭载了加热器的电流驱动器103、晶体振子104的控制电路等的集成电路IC的温度(下面，也称为IC温度。)设为Ti[℃]，将晶体振子104的温度(下面，也称为晶体振子温度。)设为Tx[℃]，将集成电路IC的功耗设为Pi[W]。另外，作为热阻，将外部空气～IC之间设为θai[℃/W]，将外部空气～晶体振子104之间设为θax[℃/W]，将集成电路IC～晶体振子104之间设为θix[℃/W]。
首先，IC温度Ti通过热反馈而被控制为目标值Tgt，因此Ti＝Tgt(恒定)。
另一方面，对于晶体振子温度Tx，通过将IC温度Ti(＝Tgt)和环境温度Ta根据热阻θix和θax进行分割，能够通过下面的式(1)表示。
Tx＝{(θax/(θix+θax)}×Tgt+{θix/(θix+θax)}×Ta……(1)
也就是说，针对环境温度Ta的变动，晶体振子温度Tx示出1阶变化。例如在Tgt＝98[℃]、θai＝300[℃/W]、θax＝295[℃/W]、θix＝5[℃/W]的情况下，晶体振子104的温度变动达到约2[℃]。
假设，作为晶体振子104，即使使用了在其频率温度特性为极值的拐点温度附近的频率温度变动小的SC-cut型Xtal，该SC-cut型Xtal的频率温度特性也在相对于极值偏离数[℃]的温度处例如为100[ppb/℃]左右。因此，通过约2[℃]的晶体振子温度变动产生的频率变动为约200[ppb]。例如在符合Stratum3E的基准时钟中自运行时频率变动(延迟特性)的要求为每天10[ppb]，在图18所示的热阻模型中无法满足。这样在一般的OCXO中，晶体振子温度示出1阶变动，存在频率温度变动变大这样的问题。
因此，提出以下方法：例如与指标温度Vgt同环境温度Ta之差成比例地将指标温度Vgt以1阶校正分量进行移位，来抑制频率温度变动(例如，参照专利文献1。)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第5977197号
专利文献2：美国专利第7154351号说明书
发明内容
发明要解决的问题
然而，在想要通过现实的电路来实现现有技术的情况下，无法一次完成对IC的指标温度的校正，导致残留非线性的错误分量(N阶的高阶分量)。其结果，导致频率温度变动特性劣化。
因此，本发明是着眼于上述以往的未解决的问题而完成的，目的在于提供一种能够更高精度地进行温度控制的温度控制电路、振荡控制电路以及温度控制方法。
用于解决问题的方案
本发明的一个实施方式所涉及的温度控制电路是针对在封装体内收纳有对象物和发热电路的模块的温度控制电路，其特征在于，具备：温度传感器，其配置于所述封装体内，检测所述封装体内的温度；驱动量检测电路，其检测所述发热电路的驱动量；指标温度生成电路，其根据所述对象物的目标温度和通过所述驱动量检测电路检测出的驱动量检测值，来生成指标温度；驱动电路，其控制所述驱动量，以使通过所述温度传感器检测出的检测温度与所述指标温度一致；以及消除电路，其被输入所述驱动量检测值或者基于所述指标温度的信号，来消除通过所述驱动量检测电路产生的二阶以上的变动分量对所述对象物的温度的影响。
本发明的其它实施方式所涉及的振荡控制电路的特征在于，包括：上述实施方式所涉及的温度控制电路、作为配置于所述封装体内的所述对象物的谐振器以及控制该谐振器的振荡电路。
并且，本发明的其它实施方式所涉及的温度控制方法是针对在封装体内收纳有对象物和发热电路的模块的温度控制方法，其特征在于，所述模块具备：温度传感器，其配置于所述封装体内，检测所述封装体内的温度；驱动量检测电路，其检测所述发热电路的驱动量；指标温度生成电路，其根据所述对象物的目标温度和通过所述驱动量检测电路检测出的驱动量检测值，来生成指标温度；以及驱动电路，其控制所述驱动量，以使通过所述温度传感器检测出的检测温度与所述指标温度一致，在所述温度控制方法中，使用所述驱动量检测值或基于所述指标温度的信号，通过调整所述温度传感器的检测信号或所述指标温度，来消除通过所述驱动量检测电路生成的二阶以上的变动分量对所述对象物的温度影响。
发明的效果
根据本发明的一个方式，能够更高精度地进行温度控制，例如在振荡控制电路中，能够进一步抑制伴随温度变动的频率温度变动，能够进一步提高振荡控制的精度。
附图说明
图1是示出以往的振荡控制电路的一例的电路图。
图2是用于说明以往的振荡控制电路的动作的说明图。
图3是用于说明以往的振荡控制电路的特性的特性图。
图4是用于说明以往的振荡控制电路的动作的特性图。
图5是示出本发明的第一实施方式所涉及的振荡控制电路的一例的框图。
图6是示出N阶校正电路的一例的电路图。
图7是示出第二实施方式所涉及的温度控制电路的一例的框图。
图8是示出第三实施方式所涉及的温度控制电路的一例的框图。
图9是示出第四实施方式所涉及的温度控制电路的一例的框图。
图10是示出第五实施方式所涉及的振荡控制电路的一例的框图。
图11是示出由模拟电路构成的乘法运算器的一例的电路图。
图12是示出图11的乘法运算器的特性的一例的特性图。
图13是示出由数字电路构成的乘法运算器的一例的框图。
图14是示出第六实施方式所涉及的温度控制电路的一例的框图。
图15是示出第七实施方式所涉及的温度控制电路的一例的框图。
图16是示出第八实施方式所涉及的温度控制电路的一例的框图。
图17是用于说明以往的振荡控制电路的动作的说明图。
图18是以往的振荡控制电路的热阻模型的一例。
附图标记说明
1-1～1-3：振荡控制电路；2-1～2-5：温度控制电路；11、11a：指标温度生成电路；12：温度传感器；13：差分放大器；14：加热器电流检测电路；15：加热器电流驱动器；16：加热器电阻(加热器)；17、17a：N阶校正电路；18：振荡电路；19：谐振器；21：加法运算器；22：加热器电流检测电路；23：电流电压变换电路；24：乘法运算器；25：存储处理部。
具体实施方式
接着，参照附图，来说明本发明的实施方式。在下面的附图的记载中，对于相同或类似的部分标注了相同或类似的附图标记。但是，附图是示意性的。另外，下面所示的实施方式对用于将本发明的技术思想具体化的装置、方法进行例示，本发明的技术思想不是将构成部件的配置等指定为下述的配置等。本发明的技术思想能够在权利要求书所记载的权利要求规定的技术范围内施加各种变更。
<残存N阶错误分量的原因>
首先，说明在进行上述以往的1阶校正的方法中残存N阶错误分量的原因。
在专利文献1中，示出温度控制电路，该温度控制电路通过以1阶校正分量使集成电路IC的指标温度移位，来进行温度控制。该温度控制电路如图1所示，通过由温度传感器(温度检测电路)TS、放大器OPC、加热器电流源HP以及加热器电阻HR进行的热反馈，根据环境温度Ta的温度来对加热器电流量Ih进行控制。例如，如果环境温度Ta为高温，则受到环境温度Ta的影响，集成电路IC的温度也较高，因此加热器发热量少即可，其结果，加热器电流变低。也就是说，用于检测在加热器电流源HP中流动的电流值的复制(replica)电流源PDCP的电流值与集成电路IC同外部空气的温度差Tgt-Ta成比例。使该复制电流值Tgt-Ta在电阻RAC中流动而获得的“指标温度移位量ΔTgt”与集成电路IC同外部空气的温度差Tgt-Ta成比例。由此，实现了相对于环境温度Ta的变化而言使指标温度以1阶进行移位的功能。
在此，加热器电流源HP和复制电流源PDCP构成了PMOS元件彼此镜像连接的镜像电路，镜像比非常大成为了在指标温度控制中施加非线性分量(N阶分量)的原因。
也就是说，作为电流值的典型例，为了使IC温度上升，加热器电流源HP的电流值变为数百[mA]的数量级。另外，复制电流源PDCP的电流值例如为数十[μA]数量级，以防止不需要的发热偏移。因此，加热器电流源HP与复制电流源PDCP的电流镜像比的典型例为“数百[mA]/数十[μA]＝数万”，是非常大的。该镜像比的值非常大会产生电流镜像的非线性。
在此，镜像比通过镜像源与镜像目的地的MOS晶体管的尺寸参数W/L之比来决定。在此，W表示沟道宽度，L表示沟道长度。
在要将镜像比例如设为“10,000”的情况下，仅通过W值来实现“10,000”的比是不现实的。因此，如图2的例那样，采用在镜像目的地侧使沟道长度L变长这样的手段。
但是，由于L值不同，镜像源与镜像目的地的PMOS元件的栅极电压阈值Vth不同。
在此，当将镜像源MOS元件的尺寸和电压阈值设为W1/L1和Vth1、将镜像目的地MOS元件的尺寸和电压阈值设为W2/L2和Vth2、将双方的MOS元件的栅极与源极间电压设为Vgs、将电流镜像比设为M时，下面的式(2)成立。
M＝{(W2/L2)/(W1/L1)}×{(Vgs-Vth2)/(Vgs-Vth1)}2……(2)
如果Vth1＝Vth2，则镜像比为W/L的比，但是如图2所示，在镜像目的地与镜像源的沟道长度不同，因此电压阈值Vth1≠Vth2，因此镜像比M依赖于Vgs。即，镜像比M依赖于加热器电流Ih。
在图2所示的镜像电路中，在电源电压为3.3[V]且将PMOS的漏极电压设为0[V]的情况下的电流值和电流镜像比的模拟结果如图3所示。图3的(a)示出加热器电流值(Ih)与复制电流值(Irep)的关系。图3的(b)示出加热器电流值(Ih)与电流镜像比(Ih/Irep)的关系。
电流镜像比如图3的(b)所示，不为固定值10,000，而是相对于加热器电流值非线性地变动。
在要使用该复制电流对IC的指标温度以1阶进行校正的情况下，镜像比发生变动，因此导致如图4所示那样在指标温度中加入多余的非线性分量(N阶分量(N为N>1的整数))。因此，在谐振器也残存有N阶分量。也就是说，需要减少该N阶错误分量。此外，在图4中，横轴表示环境温度Ta，纵轴表示谐振器温度或集成电路IC的指标温度。
因此，通过将指标温度校正不是设为1阶，而是设为N阶(N为N>1的整数)，能够去除N阶分量。
<第一实施方式>
首先，说明本发明的第一实施方式。
第一实施方式形成为，在形成为抑制由于温度变动导致的振荡频率的变动的振荡控制电路中，通过将指标温度校正不是设为1阶，而是设为N阶(N为N>1的整数)，来去除N阶分量。
图5是示出本发明的第一实施方式所涉及的振荡控制电路1-1的一例的框图。如图5所示，振荡控制电路1-1具备指标温度生成电路11、温度传感器12、差分放大器13、作为驱动量检测电路的加热器电流检测电路14、加热器电流驱动器15、加热器电阻(作为发热电路的加热器)16、N阶校正电路17、振荡电路18以及作为温度控制的对象物的谐振器19。由振荡电路18和谐振器19形成了电压控制晶体振荡器(VCXO)。指标温度生成电路11、温度传感器12、差分放大器13、加热器电流检测电路14、加热器电流驱动器15、N阶校正电路17以及振荡电路18形成为集成电路IC。而且，集成电路IC、加热器电阻(加热器)16以及谐振器19收纳于封装体(未图示)，形成了模块。差分放大器13和加热器电流驱动器15对应于驱动电路，N阶校正电路17对应于消除电路。
指标温度生成电路11具有运算放大器OP1，向运算放大器OP1的“+输入”输入基准电压，该基准电压是与谐振器19的目标温度相当的恒定电压。另外，向运算放大器OP1的“-输入”输入加热器电流检测电路14的输出(驱动量检测值)，并且经由电阻R输入运算放大器OP1的输出，由此，输出与为了对谐振器19的周围温度进行加热所需要的发热量相当的信号。
温度传感器12测定封装体内部的温度，并将检测信号输出到差分放大器13。向差分放大器13的一方的输入端子输入温度传感器12的检测信号，并向另一方的输入端子输入指标温度生成电路11的输出信号。差分放大器13取指标温度生成电路11的输出信号与温度传感器12的检测信号之差，并将差值输出到加热器电流检测电路14和加热器电流驱动器15。
加热器电流检测电路14具备PMOS元件14a，PMOS元件14a的源极与电源VDD连接，漏极与运算放大器OP1的“-输入”连接。向PMOS元件14a的栅极输入差分放大器13的输出。
加热器电流驱动器15具备连接在电源VDD与接地电位之间的PMOS元件15a，在PMOS元件15a的漏极与接地电位之间连接加热器电阻、也就是加热器16。向PMOS元件15a的栅极输入差分放大器13的输出。加热器电流检测电路14的PMOS元件14a和加热器电流驱动器15的PMOS元件15a构成了镜像电路。
N阶校正电路17输入指标温度生成电路11的运算放大器OP1的输出，并针对输入信号生成N阶(N为N>1的整数)输出信号，将其作为校正信号输出到振荡电路18。N阶校正电路17例如能够应用专利文献2所记载的、图6所示的N阶分量产生电路。N阶校正电路17不限于图6所示的N阶分量产生电路，还能够应用其它公知的N阶分量产生电路。
振荡电路18具备由将源极与漏极之间短路的NMOS元件构成的可变电容晶体管18a和18b、连接在可变电容晶体管18a的源极及漏极端与可变电容晶体管18b的源极及漏极端之间的、用于输出反转信号的放大器18c和电阻18d、以及与可变电容晶体管18b的源极及漏极端连接的放大器18e。在可变电容晶体管18a和18b之间，还以与电阻18d并联的方式连接谐振器19。
向可变电容晶体管18a和18b的栅极输入从N阶校正电路17输出的校正信号，根据校正信号调整可变电容晶体管18a和18b的电容值。由此，谐振器19的输出频率被进行调整后作为振荡信号输出。谐振器19能够应用晶体振子、MEMS振子或者其它振子。
在具有这样的结构的振荡控制电路1-1中，由差分放大器13检测通过指标温度生成电路11设定的指标温度Tgt与通过温度传感器12检测出的封装体内温度之差，驱动加热器电流驱动器15，以使指标温度Tgt与封装体内温度一致。此时的加热器电流被加热器电流检测电路14检测出之后输入到指标温度生成电路11。另一方面，在N阶校正电路17中，以指标温度Tgt为输入来生成N阶(N为N>1的整数)校正信号，并根据该N阶校正信号由振荡电路18控制谐振器19，谐振器19的频率被控制为反映出N阶校正信号的频率。
通过振荡控制电路1-1的热反馈环来控制加热器电流量，以使温度传感器12的检测温度与指标温度Tgt一致。即，加热器电流量收敛于封装体内部的温度上升量、换言之是与指标温度Tgt同环境温度Ta之差成比例的量。因此，加热器电流驱动器的镜像电流源即加热器电流检测电路14的输出也相对于环境温度Ta来说具有1阶的依赖性，能够被用作表示环境温度Ta的状态的电信号。
在此，即使进行了基于热反馈环的控制，谐振器19的温度也如上述(1)式那样不与指标温度Tgt完全一致，而是相对于环境温度Ta来说具有1阶的依赖性地变动。因此，为抵消该谐振器19的1阶的温度变化，在该电路结构中，通过使指标温度Tgt相对于环境温度Ta以1阶进行变化，来使谐振器19的温度维持恒定。作为为此的手段，使指标温度Tgt变化，以使相对于加热器电流检测电路14的输出来说具有1阶的依赖性。也就是说，指标温度是考虑了由于作为对象物的谐振器19的配置位置与温度传感器12的位置之间的偏差而产生的温度偏差的、作为对象物的谐振器19的目标温度。
另外，此时，由N阶校正电路17以指标温度生成电路11的输出信号为输入来生成N阶校正信号，根据该校正信号来调整振荡电路18的可变电容。因此，调整振荡电路18的可变电容，以消除由加热器电流检测输出中包含的非线性分量产生的频率变动，通过N阶(N为N>1的整数)校正信号来对谐振器19的振荡频率进行校正。其结果，能够通过利用指标温度生成电路11的输出信号调整加热器电流，来进行谐振器19的周围温度的调整，抑制因温度变动产生的频率变动。并且，即使设为在用于检测加热器电流的镜像电路即加热器电流检测电路14中附加了非线性分量，也能够通过利用N阶校正信号对谐振器19的频率进行校正，来抑制对由于非线性分量产生的振荡频率变动带来的影响。其结果，能够进一步抑制由于温度变动产生的振荡频率变动，能够更高精度地进行控制，以使谐振器19的振荡频率成为目标频率。
另外，N阶校正电路17不是调整由指标温度生成电路11、差分放大器13、加热器电流驱动器15以及加热器电流检测电路14构成的热控制系统环，而是调整振荡电路18的可变电容，因此，通过由N阶校正电路17调整热控制系统环，反而能够不损失热控制系统的稳定性地进行调整。
<第二实施方式>
接着，说明本发明的第二实施方式。
第二实施方式是形成为将集成电路IC的温度控制为恒定的温度控制电路，通过由N阶校正电路17对温度传感器12的检测信号进行校正，来更高精度地使集成电路IC的温度即封装体内的温度与目标温度一致。
图7是示出第二实施方式所涉及的温度控制电路2-1的一例的框图。此外，图5所示的第一实施方式所涉及的振荡控制电路1-1是通过进行温度控制来使振荡频率与目标值一致，关于温度控制处理，包括与温度控制电路2-1中的温度控制处理同样的处理，因此在图7的温度控制电路2-1中，对与振荡控制电路1-1相同的部分标注相同的标记，并省略其详细说明。
在温度控制电路2-1中，如图7所示，N阶校正电路17的输出与温度传感器12的检测信号相加。
即，温度控制电路2-1具备指标温度生成电路11、温度传感器12、差分放大器13、加热器电流检测电路14、加热器电流驱动器15、加热器电阻(加热器)16以及N阶校正电路(N>1)17，还具备加法运算器21和加热器电流检测电路22。指标温度生成电路11、温度传感器12、差分放大器13、加热器电流检测电路14、加热器电流驱动器15、N阶校正电路17、加法运算器21以及加热器电流检测电路22形成为集成电路IC，集成电路IC和加热器电阻(加热器)16收纳于封装体(未图示)，形成了模块。
加法运算器21将N阶校正电路17的输出信号和温度传感器12的检测信号相加。
加热器电流检测电路22包括PMOS元件22a，PMOS元件22a的源极与电源VDD连接，漏极与N阶校正电路17的输入端连接，PMOS元件22a的栅极被输入差分放大器13的输出。差分放大器13的输出被输入到PMOS元件22a，并且被输入到加热器电流检测电路14的PMOS元件14a和加热器电流驱动器15的PMOS元件15a，加热器电流检测电路22、加热器电流检测电路14以及加热器电流驱动器15构成了镜像电路。
在这样的温度控制电路2-1中，N阶校正电路17以由加热器电流检测电路22检测出的加热器电流为输入来生成N阶(N为N>1的整数)校正信号，所生成的校正信号与温度传感器12的检测信号相加。而且，通过差分放大器13计算被加上校正信号后的温度传感器12的检测信号与指标温度生成电路11的输出信号的差信号，并基于该差信号，来控制加热器电流检测电路14、22以及加热器电流驱动器15。
这样，第二实施方式中的温度控制电路2-1以由加热器电流检测电路22检测出的加热器电流为输入来形成N阶校正信号，并通过加法运算器21将该校正信号与温度传感器12的检测信号相加。而且，进行控制，使得被加上该校正信号后的温度传感器12的检测信号与指标温度生成电路11的输出信号一致。其结果，能够抑制由于温度变动导致的频率变动，并且即使在用于检测加热器电流的镜像电路即加热器电流检测电路14和加热器电流检测电路22中附加了非线性分量，也能够包括由于该非线性分量导致的温度变动在内地进行温度控制，能够更高精度地进行温度调整。
在第二实施方式中，N阶校正电路17对应于N阶分量第一生成电路，加法运算器21对应于加法运算电路，N阶校正电路17和加法运算器21对应于消除电路。
<第三实施方式>
接着，说明本发明的第三实施方式。
关于第三实施方式，在第二实施方式中的温度控制电路2-1中设置N阶校正电路17a来替代N阶校正电路17，并且去除了加法运算器21和加热器电流检测电路22。
即，如图8所示，温度控制电路2-2在指标温度生成电路11与差分放大器13之间具备N阶校正电路17a。N阶校正电路17a以指标温度生成电路11的输出信号为输入，生成1阶以上的N阶(N≥1)输出信号，将其作为校正信号进行输出。
差分放大器13控制加热器电流，以使温度传感器12的检测信号与从N阶校正电路17a输出的N阶(N为N≥1的整数)校正信号之差变为零。
因而，在这种情况下也能够获得与第二实施方式同等的作用效果。
在第三实施方式中，N阶校正电路17a对应于N阶分量第二生成电路和消除电路。
<第四实施方式>
接着，说明本发明的第四实施方式。
关于第四实施方式，在第三实施方式中的温度控制电路2-2中改变N阶校正电路17a的配置位置，并具备指标温度生成电路11a来替代指标温度生成电路11。
图9所示的温度控制电路2-3在加热器电流检测电路14的输出侧、也就是PMOS元件14a的漏极侧设置电流电压变换电路23，通过电流电压变换电路23将从加热器电流检测电路14输出的加热器电流变换为电压信号，将该电压变换信号输入到N阶校正电路17a，将N阶校正电路17a的输出输入到指标温度生成电路11a。
N阶校正电路17a将电压信号变换为与加热器电流的电压相当的值，来输出1阶以上的N阶(N≥1)校正信号。指标温度生成电路11a的运算放大器OP1经由电阻R2输入N阶校正信号。也就是说，向运算放大器OP1的“-输入”输入指标温度生成电路11a的输出信号和N阶校正电路17a的N阶校正信号。
差分放大器13控制加热器电流，以使指标温度生成电路11a的输出信号与温度传感器12的检测信号之差变为零。因而，在这种情况下也能够获得与第三实施方式同等的作用效果。
在上述第四实施方式中，N阶校正电路17a对应于N阶分量第二生成电路和消除电路。
此外，在上述第二至第四实施方式中的温度控制电路2-1～2-3中，集成电路IC能够高精度地进行控制，以使由温度传感器12检测出的温度与目标温度一致。因此，如果将温度控制电路2-1～2-3例如应用于如第一实施方式中的振荡控制电路1-1那样控制谐振器的振荡频率的振荡控制电路等需要进行温度控制的任意的电路，则能够抑制任意的电路中的伴随温度变动产生的特性变动。
<第五实施方式>
接着，说明本发明的第五实施方式。
关于第五实施方式，形成为在图5所示的第一实施方式中的振荡控制电路1-1中还考虑了电源VDD的电压变动。
关于第五实施方式中的振荡控制电路1-2，如图10所示，在第一实施方式中的振荡控制电路1-1中，在指标温度生成电路11与差分放大器13之间还具备乘法运算器24。作为电源变动消除电路的乘法运算器24将指标温度生成电路11的输出信号与电源VDD的电压相乘，乘法运算结果被输入到差分放大器13，并且被输入到N阶校正电路17。
也就是说，当将从集成电路IC来看的振荡控制电路1-2的封装体的热阻设为θa[℃/W]、将电源VDD的电压设为VDD[V](下面，也称为电源电压VDD。)、将加热器电流设为Ih[A]时，下面的式(3)成立。
Ih＝(Tgt-Ta)/(θa×VDD)……(3)
根据(3)式，加热器电流Ih与电源VDD成反比例。
在此，在上述第一至第四实施方式中的N阶校正电路17及17a中，将指标温度Tgt的N阶校正分量生成为与加热器电流量Ih成比例。
以某个电源电压VDD生成的N阶校正分量刚好抵消振荡频率的温度变动。
在这种状态下，在电源电压VDD发生了变动的情况下，根据(3)式，可知加热器电流Ih与电源电压VDD成反比例地变动。其结果，指标温度的N阶校正分量也与电源电压VDD成反比例地变动，在结果上产生振荡频率的温度变动。
也就是说，当电源电压VDD下降时，基于N阶校正分量进行的补偿过剩，当电源电压VDD上升时，反之，基于N阶校正分量进行的补偿不足。
为了避免这种情况，使N阶校正量与电源电压VDD成比例。由此，能够抑制伴随电源电压VDD的变化产生的N阶校正分量的变动，能够更高精度地进行基于N阶校正分量进行的校正。因此，能够更高精度地进行温度控制，其结果，能够更高精度地进行频率控制。
乘法运算器24例如具有图11所示的结构。
乘法运算器24具备差动对电流生成部31、电源部32以及PMOS接收差动对部33。
差动对电流生成部31具备：在电源电压VDD与接地电位之间串联连接的PMOS元件M1和电阻R31，该电阻R31的电阻值为R0；PMOS元件M2，其源极连接于电源电压VDD，该PMOS元件M2与PMOS元件M1镜像连接；以及放大器AMP1。向放大器AMP1的“-输入”输入指标温度生成电路11的输出Vtgt[V]，向“+输入”输入PMOS元件M1与电阻R31的连接点的电压。放大器AMP1的输出被输入到PMOS元件M1和PMOS元件M2的栅极。
电源部32具备分压电路，该分压电路具有在电源电压VDD与接地电位之间串联连接的电阻R321和R322。该分压电路构成为：在电源电压为Typical VDD(实际使用条件中的典型的电源电压值)时，例如输出1.2V。
PMOS接收差动对部33具备：PMOS元件M3和电阻负载R331，电阻负载R331的一端连接于PMOS元件M3的漏极；PMOS元件M4和电阻负载R332，电阻负载R332的一端连接于PMOS元件M4的漏极；以及带隙参考电路33a，其中，PMOS元件M3及M4的源极连接于差动对电流生成部31的PMOS元件M2的漏极，电阻负载R331及R332的另一端连接于接地电位。
向PMOS元件M3的栅极输入电源部32中包括的分压电路的输出。向PMOS元件M4的栅极输入带隙参考电路33a的输出，并与电源电压VDD的大小无关地向PMOS元件M4的栅极施加参考电压1.2V。
而且，PMOS元件M4的漏极电压被作为乘法运算器输出电压Vout输出。
具有这样的结构的乘法运算器24通过差动对电流生成部31朝向PMOS接收差动对部33生成Itail＝Vtgt/R0的电流。
乘法运算器24的输出电压Vout是由在电阻负载(单侧2R0)R332中流动的电流来决定的。
在电源电压为Typical VDD时，向PMOS接收差动对部33的PMOS元件M3和PMOS元件M4的栅极的输入均在1.2V处平衡，其结果，向电阻负载R331和电阻负载R332流动Itail/2的电流(＝Vtgt/(2R0))。即Vout＝2R0×{Vtgt/(2R0)}＝Vtgt。
另一方面，当电源电压VDD结束增加时，输出电压Vout为2Vtgt，反之，当电源电压VDD结束减少时，输出电压Vout为0V。
根据以上动作，当将横轴设为电源电压VDD、将纵轴设为输出电压Vout来描绘特性曲线时，能够通过图12来表示。
如图12所示，乘法运算器24的输出电压Vout在电源电压VDD处于Typical VDD的附近时具有线性，在电源电压VDD为相比于Typical VDD而言大某个程度的区域和低某个程度的区域的电压的情况下，具有非线性。因此，在输出特性具有线性的区域中，能够视为与电源电压VDD的乘法运算器。
接着，在由数字电路构成乘法运算器24的情况下，例如为图13所示的电路。
乘法运算器24具备电源部41、带隙参考电路42、数字除法运算器43以及数字乘法运算器44。
电源部41具备在电源电压VDD与接地电位之间串联连接的电阻R41和R42，从而构成了分压电路。在电源电压为Typical VDD时，分压电路输出1.2V。
带隙参考电路42与电源电压VDD的大小无关地输出参考电压1.2V。
电源部41的输出电压经由A/D变换器41a后被作为数字除法运算器43的“X输入”而输入，带隙参考电路42的输出经由A/D变换器42b后被作为数字除法运算器43的“Y输入”而输入。带隙参考电路42将“X输入”除以“Y输入”所得到的“X÷Y”设为除法运算器输出。数字除法运算器43的除法运算器输出表示电源电压VDD相对于Typical VDD的变动比率。
数字乘法运算器44将数字除法运算器43的除法运算器输出作为“X输入”，将通过“A/D变换器44a”对指标温度生成电路11的输出进行变换所得到的数字信号作为Y输入，将除法运算器输出与指标温度生成电路11的输出信号相乘，输出乘法运算结果“X*Y”。乘法运算结果“X*Y”在D/A变换器44b中被变换为模拟信号后被作为乘法运算器的输出而输出。
<第六实施方式>
接着，说明本发明的第六实施方式。
关于第六实施方式，形成为在图8所示的第三实施方式中的温度控制电路2-2中还考虑了电源电压VDD的变动。
关于第六实施方式中的温度控制电路2-4，如图14所示，在第三实施方式中的温度控制电路2-2中，在指标温度生成电路11与N阶校正电路(N≥1)17a之间还具备乘法运算器24。作为电源变动消除电路的乘法运算器24将指标温度生成电路11的输出信号与电源电压VDD相乘，将乘法运算结果输入到N阶校正电路17a。
N阶校正电路17a以指标温度生成电路11的输出信号与电源电压VDD的乘法运算结果为输入，来生成1阶以上的N阶(N为N≥1的整数)校正信号后输出到差分放大器13。
差分放大器13控制加热器电流，以使指标温度生成电路11的输出信号与电源电压VDD的乘法运算值同温度传感器12的检测信号一致。因而，在这种情况下，也能够获得与上述第三实施方式中的温度控制电路2-2同等的作用效果，并且还考虑了电源电压VDD的变动来对加热器电流进行控制，因此能够抑制电源电压VDD的变动对温度控制带来的影响，能够更高精度地进行温度控制。
<第七实施方式>
接着，说明本发明的第七实施方式。
关于第七实施方式，形成为在图7所示的第二实施方式中的温度控制电路2-1中还考虑了电源电压VDD的变动。
关于第七实施方式中的温度控制电路2-5，如图15所示，在第二实施方式中的温度控制电路2-1中，在加热器电流检测电路22的输出与N阶校正电路17之间还具备乘法运算器24。作为电源变动消除电路的乘法运算器24将加热器电流检测电路22的输出与电源电压VDD相乘，乘法运算结果被输入到N阶校正电路17。
而且，差分放大器13控制加热器电流，以使考虑了电源电压VDD的变动所得到的N阶(N为N>1的整数)校正信号与温度传感器12的检测信号的加法运算值同指标温度生成电路11的输出信号一致。因而，在这种情况下，也能够获得与上述第二实施方式中的温度控制电路2-1同等的作用效果，并且还考虑了电源电压VDD来对加热器电流进行控制，因此能够更高精度地进行温度控制。
此外，在第六实施方式和第七实施方式中，在各温度控制电路2-4、2-5中，能够更高精度地进行控制，以使放置了集成电路IC的环境温度与目标温度一致。因此，如果将温度控制电路2-4、2-5例如应用于如第一实施方式中的振荡控制电路1-1那样控制谐振器的振荡频率的振荡控制电路等需要进行温度控制的任意的电路，则能够抑制任意的电路中的伴随温度变动产生的特性变动。
<第八实施方式>
接着，说明本发明的第八实施方式。
关于第八实施方式，如图16所示，在图5所示的振荡控制电路1-1中，还具备存储处理部25，该存储处理部25包括非易失性存储器和用于对非易失性存储器进行访问的接口。
关于第八实施方式所涉及的振荡控制电路1-3，在存储处理部25中，将用于根据个体间差异等对N阶校正电路17的输出进行校正的校正数据、用于对振荡控制电路1-3中包括的各部的各种各样的制造差异进行调整的数据等之类的调整用数据保持在非易失性存储器中。
在进行振荡控制电路1-3的控制的未图示的控制装置中，例如，在出厂前检测出各种调整用数据后保存在存储处理部25的非易失性存储器中，在出厂后，使用保存于存储处理部25的非易失性存储器中的各种调整用数据，来进行振荡控制。由此，能够减少由于个体间差异等的影响产生的误差，即能够使振荡控制电路1-3的控制精度进一步提高。
此外，在第八实施方式中，说明了应用于振荡控制电路1-1的情况，但是不限于此，还能够应用于第二至第七实施方式中的各振荡控制电路1-2或者温度控制电路2-1～2-5，在这种情况下，也能够获得与上述第八实施方式中的振荡控制电路1-3同等的作用效果。
另外，在上述实施方式中，说明了N阶校正电路17或17a对温度传感器12的检测信号、指标温度生成电路11的输出信号、加热器电流检测电路14的输出信号进行校正的情况，但是不限于此，例如还能够对差分放大器13与加热器电流驱动器15之间的信号进行校正，在能够将加热器电流的控制系统或者在具备有谐振器19的情况下是谐振器19的控制系统中的、加热器电流或谐振器19的驱动信号校正为考虑了N阶校正信号所得到的驱动信号的位置进行校正即可。
另外，在上述实施方式中，说明了将谐振器作为对象物进行温度控制的情况，但是不限于谐振器，也可以是压电元件等。
以上，说明了本发明的实施方式，但是上述实施方式是对用于将本发明的技术思想具体化的装置、方法进行例示，本发明的技术思想不指定构成部件的材质、形状、构造、配置等。本发明的技术思想能够在权利要求书所记载的权利要求规定的技术范围内施加各种变更。

Claims (11)

1.一种温度控制电路，是针对在封装体内收纳有对象物和发热电路的模块的温度控制电路，其特征在于，具备：
温度传感器，其配置于所述封装体内，检测所述封装体内的温度；
驱动量检测电路，其检测所述发热电路的驱动量；
指标温度生成电路，其根据所述对象物的目标温度和通过所述驱动量检测电路检测出的驱动量检测值，来生成指标温度；
驱动电路，其控制所述驱动量，以使通过所述温度传感器检测出的检测温度与所述指标温度一致；以及
消除电路，其被输入所述驱动量检测值或者基于所述指标温度的信号，来消除通过所述驱动量检测电路产生的二阶以上的变动分量对所述对象物的温度的影响。
2.根据权利要求1所述的温度控制电路，其特征在于，
所述消除电路包括：N阶分量第一生成电路，其根据所述驱动量检测值来生成N为＞1的整数的N阶分量；以及加法运算电路，其将通过该N阶分量第一生成电路生成的所述N阶分量与所述温度传感器的检测信号相加。
3.根据权利要求1所述的温度控制电路，其特征在于，
所述消除电路包括N阶分量第二生成电路，该N阶分量第二生成电路设置于所述指标温度生成电路与所述驱动电路之间，根据基于所述指标温度的信号来生成N为≥1的整数的N阶分量，所述温度控制电路将通过该N阶分量第二生成电路生成的所述N阶分量作为基于所述指标温度的信号输出到所述驱动电路。
4.根据权利要求1所述的温度控制电路，其特征在于，
所述消除电路包括N阶分量第二生成电路，该N阶分量第二生成电路设置于所述驱动量检测电路与所述指标温度生成电路之间，根据所述驱动量检测值来生成N为≥1的整数的N阶分量，所述温度控制电路将通过该N阶分量第二生成电路生成的所述N阶分量作为所述驱动量检测值输出到所述指标温度生成电路。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的温度控制电路，其特征在于，
还具备电源变动消除电路，该电源变动消除电路消除通过所述消除电路生成的信号中包含的、由于电源电压变动产生的变动分量对所述对象物的温度的影响。
6.根据权利要求5所述的温度控制电路，其特征在于，
所述电源变动消除电路包括乘法运算器，该乘法运算器将向所述消除电路输入的信号与所述电源电压相乘。
7.一种振荡控制电路，其特征在于，包括：
根据权利要求1所述的温度控制电路、作为配置于所述封装体内的所述对象物的谐振器以及控制该谐振器的振荡电路。
8.根据权利要求7所述的振荡控制电路，其特征在于，
所述消除电路包括N阶分量第一生成电路，该N阶分量第一生成电路根据基于所述指标温度的信号，来生成N为＞1的整数的N阶分量，所述振荡控制电路将通过该N阶分量第一生成电路生成的所述N阶分量输出到所述振荡电路，该振荡电路根据所述N阶分量来消除所述谐振器的频率因温度产生的变动。
9.根据权利要求7或8所述的振荡控制电路，其特征在于，
还具备电源变动消除电路，该电源变动消除电路消除通过所述消除电路生成的信号中包含的、由于电源电压变动产生的变动分量对所述谐振器的影响。
10.根据权利要求9所述的振荡控制电路，其特征在于，
所述电源变动消除电路包括乘法运算器，该乘法运算器将向所述消除电路输入的信号与所述电源电压相乘。
11.一种温度控制方法，是针对在封装体内收纳有对象物和发热电路的模块的温度控制方法，其特征在于，所述模块具备：
温度传感器，其配置于所述封装体内，检测所述封装体内的温度；
驱动量检测电路，其检测所述发热电路的驱动量；
指标温度生成电路，其根据所述对象物的目标温度和通过所述驱动量检测电路检测出的驱动量检测值，来生成指标温度；以及
驱动电路，其控制所述驱动量，以使通过所述温度传感器检测出的检测温度与所述指标温度一致，
在所述温度控制方法中，使用所述驱动量检测值或者基于所述指标温度的信号，通过调整所述温度传感器的检测信号或所述指标温度，来消除通过所述驱动量检测电路生成的二阶以上的变动分量对所述对象物的温度的影响。
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