JPS63107466A - インバ−タ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は誘導性負荷に交流電圧を加えるインバータ回路
において、スイッチング素子のオフ時における負荷のイ
ンダクタンスエネルギをほぼ無損失で処理することので
きるスナバ回路を付〃口したインバータ回路に関するも
のである。

〔従来の技術」 トランジヌタ、電界効果トランジスタ等）電力用牛導体
スイッチング素子を用いたインバータ回路において、ス
イッチング素子のスイッチング速度ｒ高くするとスイッ
チング損失がｉ下する。しかし、誘導性負荷を駆動する
場合には、そのターンオフ時に主端子（たとえはドレイ
ン・ンース）間に加わる′電圧の上昇率ｄｙ／ｄｔおよ
びサージ電圧が上記負荷および配線のインダクタンスの
エネルギによって過大となり、スイッチング損失および
スイッチングノイズが増大する○したがって一般にター
ンオフ時のｄｖ／ｄｔを制限するため第５図に示すよう
な、スナバ回路を設ける必要がある。第５図において、
端子電圧Ｖの直流電源２＋互いに等しい静電容量のコン
デンサＣ１とコンデンサＣ２で２分割してそれぞれＶ２
の電圧が常時光電されており、さらに互いに直列接続ち
れたＦＥＴＱ、とＦＥＴＱ２とが、直流電源Ｅの四端に
接続され工いる。またコンデンサＣ０とコンデンサＣ２
の接続点とＦＥＴＱｌ　とＦ　Ｍ　Ｔ　Ｑ　２の接続点
との闇に、抵抗器ＲとインダクタＬの直列回路で示され
る誘導性負荷Ｆと、スナバ回路を形成する抵抗器Ｒ３と
コンデンサＣ３の直列回路がそれぞれ接続されている。

そして駆動パルス回路ＰからＦＭＴＱ　１とＦＥＴＱ２
にパルスが供だされる。

Ｆ　ＷＴＱ　　がオンすると誘導性負荷ＦにはＶ２なる
電圧が印加され、同時にスナバ回路のコンデンサＣ１に
もＶ２なる電圧が充電される。次にＦＥＴＱｌがターン
オフすると肪纏性負荷Ｆの電圧極性が反転Ｔるが、スナ
バ回路の抵抗器Ｒ３を介してコンデンサＣ１に光電され
、コンデンサＣ３の端子電圧は反対極性で−Ｖ／２まで
充電される。次に休止期間を経てＦＥＴＱ２がオン丁■ 同時にスナバ回路のコンデンサＣ３にも−丁なる電圧が
充電される０そしてＦＥＴＱ２がターンオフすると誘導
性負荷Ｆの電圧極性が反転するが、スナバ回路の抵抗ｉ
Ｒ３’ｒ介してコンデンサＣ３に光電され、コンデンサ
Ｃ３の端子電圧■ は反対極性で＋７まで光電さｎる０したがってスイッチ
ング素子のＦＥＴＱｌ、ＦＥＴＱ２がターンオフするた
びにスナバ回路のコンデンサＣ３の光′ＩＮＬ′ｆＩＬ
流が、七の方向を交互に変化しながら抵抗器Ｒ１會介し
て流れる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上の貌明かられかるように、従来のインバータのスナ
バ回路ではスイッチング素子のオフの毎に抵抗器Ｒ３に
二〇　（Ｖ−）２＝’　ｃ　Ｖ２ナル’ａ力損失を生じ
、インバータの動作周波数が大きくなるに従ってその変
換効率を低下させる主要因を与えるという欠点がある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は上述のようなスナバ用コンデンサの充放電にと
もなう電力損失を生じないスナバ回路を提案するもので
あシ、誘導性負荷に交流電圧金加えるために少なくとも
一対のスイッチング素子を言むインバータ回路において
、前記誘導性負荷と並列にコンデンサと両方向スイッチ
ング回路との直列回路を接続し、前記一対のスイッチン
グ素子のオフ時に発生する前記−導性負荷の逆起電力に
対して、１１１方向側の前記両方向スイッチング回路の
うちの一方金導辿させることを％徴とするインバータ回
路全提案するものでおる。

〔作　用〕

本発明は上記のような構成になっているので、インバー
タのスイッチング素子のオフ時における負荷のインダク
タンスエネルギ全オフの時期とインダクタンスエネルギ
の極性に対応させて前記両方向スイッチング回路の一方
向七オンさせて、負荷のインダクタンス分のエネルギ全
前記コンデンサに光電させることにより、前記スイッチ
ング素子の端子間′電圧をある曲線傾斜をもって上昇さ
せることができる。

〔実施例〕

第１図は本発明をハーフフリツジインバータ回路に適用
した実施例を示す。

第１図において、互いに等しい靜′ｆ！Ｌ谷鼠のコンデ
ンサＣ１とコンデンサＣ２？′ｉ直流′屯源Ｅの゛厄圧
金２分割し、そｎぞれにはＶ２の電圧が常時充電されて
いる。また直列接続されたＦＥＴＱ工とＦＥＴＱ　２と
が２直列になり直流電源Ｅに接続されている。さらに、
コンデンサＣユ　とコンデンサＣ２の接続点とＦＥＴＱ
、とＦＭＴＱ２の接続点との間には互いに直列接続され
た抵抗６ＲとインダクタＬからなるｄ４性負荷Ｆが接続
さｎる０また誘導性負荷Ｆには、ＦＥＴＱ、とダイオー
ドＤ３　　の直列回路とＦＥＴＱ４とダイオードＤ４の
直列回路とを並列接続した両方向スイッチング回路にコ
ンデンサＣ１全直列接続してなるスナバ回路が並列接続
されている。セして可動パルス回、路ＰからＦＥＴＱｌ
　、ＦＥＴＱ２　、ＦＥＴＱ３゜ＦＥＴＱ４にパルスが
供給される。

Ｆｈ：ＴＱ、が第２図（ａＪに示す、時刻１＝１ｏにて
オンすると誘導性負荷Ｆ　ＶＣ情舅なる電圧が印加され
るり次に第２図（ｂ）に示アように１＝　１．でＦＥＴ
Ｑ、のゲートにオン信号が印加され、ＦＥＴＱｚ、ダイ
オードＤ３、コンデンサＣ１から成るスナバ回路が導通
の準備に入る。たにしこの時は誘導性負荷Ｆの端子電圧
はダイオードＤ３　　により導通を阻止されている。次
に第２図（ａ）に示すように１＝１．でＦ　Ｅ　Ｔ　Ｑ
、がオフすると、誘導性負荷ＦのインダクタンスＬの電
流エネルギによって負荷電圧の極性が反転し、前記のス
ナバ回路、丁なわちＦＥＴＱ３．ダイオードＤ３、コン
デンサＣ３ヲ介して電流が流れコンデンサｃ３を第１図
に示す極性とは逆の極性に充電する。

この時のＦＥＴＱ、のドレインに流ＩＤ□は第２図（ｄ
）に示すように急速にオフするかにｒＴＱ１のドレイン
・ソース間電圧は第２図（ｅ）に示すようにある曲線傾
斜をもって上昇する。コンデンサＣ３の端子電圧は、誘
導性負荷Ｆの反転エネルギによって充′亀上昇するが、
ダイオードＤ２　　によってコンデンサＣ２の端子′電
圧Ｖ２にその上限がクランプされる。したがって誘導性
負荷Ｆの反転エネルギの余剰分はコンデンサＣ２に損失
なく帰還される。スナバ回路の目的をはたした後第２図
（りに示すように１＝１３でＦ　Ｅ　Ｔ　Ｑ３がオフす
る。休止期間の後、第２図（ｅ）に示す１＝１４でＦＥ
ＴＱ２がオンするとｄ４性負荷Ｆには−７なる電圧が印
加される。次に第２図＜ｆＪに示すように１＝　１５で
ＦＥＴＱ４のゲートにオン信号を印加させて、ＦＥＴＱ
４、ダイオードＬ）４、コンデンサＣ３から成るスナバ
回路が導通準備される。

ただし、この時は誘導性負荷Ｆの端子電圧はダイオード
Ｄ４　　によす導通を阻止されている。次に第２図＜６
）に示すように１＝１６でＦ’ＥＴＱ２がオフすると、
誘導性負荷ＦのインダクタンスＬのｔａエネルギによつ
１負荷′亀田の極性が反転し、前記のスナバ回路、すな
わちコンデンサｃ３　　、ダイオードＤ４．ＦＥＴＱ４
ｔ−介して電流が流れ、コンデンサＣ３を第１図に示す
極性と同極性に充電する。

この時のＦＥＴＱ２のドレイン′厄流は渠２図（（１）
に示すように急速にオフするが、ＦＥ　Ｔ　Ｑ　２のド
レイン−ソース間゛厄圧は第２図（―に示すようにるる
曲線傾斜をもって上昇する。コンデンサＣ３の端子電圧
は誘導性負荷Ｆの反転エネルギによって充電上昇するが
ダイオードＤ１　　によってコンデン？Ｃ１の端子電圧
ηにその上限がクランプさ扛る０したがって誘導性負荷
Ｆの反転エネルギの余剰分はコンデンサＣ１に損失なく
帰還さ扛る。スナバ回路の目的を達した後４２図（ｆ）
に示すように１＝１７でＦＥＴＱ４がオフする。

休止期間の後、第２図（−に示すように１＝１８で再び
ＦＥＴＱ、がオンする。この１＝１８は１＝１゜に相当
し以下同様にインバータ動作ｔ−繰り返丁。

尚、インバータの始動時はコンデンサＣ３には畜槓竜荷
がないのでスナバ回路内の過大電流ｔ１９ｊぐためＦＥ
ＴＱ３　　、Ｑ４’を完全スイッチング状態でなく不飽
和蝋域で動作させ、数サイクル動作させた後、ｐＥＴＱ
３　、Ｑ、を完全スイッチングとすることもできる。あ
るいはＦＥ’Ｊ：’Ｑ１．ＦＥＴＱ２の導通区間を始動
時せばめて除々に導通区間を拡げる、いわゆるン７トス
タート方式によつ１、始動時のスナバｌ路内の過大′電
流を防ぐことができる。さらにまた従来にくらべて抵抗
値の小さい抵抗器をコンデンサＣ１に直列に挿入接続し
てもよい。

４６図は本発明の他の実施例全示′Ｔ凶であって、フル
ブリッジインバータ回路に適用した例である。インバー
タの動作はＦｇＴＩＪｌとＦＥＴＱ６とが同時にオンし
、休止期間の後ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ５が同時にオンす
ることにより、互いに直列接続された抵抗器Ｒとインダ
クタンス・らなる誘導性負荷Ｆに交流電圧が印加される
っＦＥＴＱ３とＦＥＴＱ４とダイオードｉ）３　　とダ
イオードＤ４　　とコンデンサＣとがスナバ回路全形成
しており、その動作は第１図に示す装置とほぼ同様なの
で説明を省く。

第４図は本発明のさらに他の実施例であって変圧器Ｔの
１次巻線の中点に直流電源Ｅのグラス極が接続され、変
圧器Ｔの１次巻線の置端からはＦＥＴＱ１’とＦＥＴＱ
２’とを介して直流電源Ｅのマイナス物へ接続されてい
る。インバータの動作はｐｚＴＱ、’とＦＥＴＱ２’と
が休止期間全問にはさんで交互にオンし、変圧器Ｔの２
次側ｊＫは交ａ’＊圧が骨られる。ＦＥＴＱ３とＦｔＴ
Ｑ４と夕゛イオードＬ）３　　とダイオードｖ４　と、
コンデンサＣがスナバ回路全形成しておりセの動作は第
１凶に示す装置とほぼ同様なので説明をご１１＜。

ここで第１図、第６図、第４図に示す回路のスイッチン
グ素子はいずれもＦｇＴｉ用いているが、他の電子スイ
ッチ、例えばバイポーラトランジスタ、ケート・ターン
・オフスイッチ等でも同様の作用を行う。また第１図、
第６図、第４図に示すダイオードＤＩ　　＋　Ｄ２　　
ｅ　ＤＢ’　＋　Ｄ２’Ｄ５　　＊　Ｄ、、　　はＦＥ
Ｔの場合はその構造土倉まれるダイオード、いわゆる寄
生ダイオードを利用することができる。

〔効　果〕

以上述べたように本発明は８４性負荷に交流電圧を加え
るために少なくとも一対のスイッチング素子を含むイン
バータ回路において、前記誘導性負荷と並列にコンデン
サと両方向スイッチング回路の直列回路とを接続し、前
記一対のスイッチング素子のオフ時に発生する前記誘導
性負荷の逆起電力に対して順方向側の前記両方向スイッ
チング回路のうちの一万を導通させること全特徴とする
インバータ回路である０本発明はこのような特徴を有す
るので、負荷のインダクタンス分のオフ時のエネルギを
コンデンサに充電させて、インバータのスイッチング素
子の端子電圧を、るる［ＥＢ線傾斜をもって上昇させる
ことができる。したがってスナバ回路においてはほとん
ど゛電力損失がなく、インバータの変換効率が高くなる
効果がある。特にインバータ周波数が高くなるに従って
従来装置と比較し又顕著な効果がある。またスイッチン
グノイズが低減する効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す図、第２図は第１図に示
す回路谷部の波形図、第６図は不発明の他の実施例を示
す図、第４図は不発明のさらに他の実施例を示す図、第
５図は従来装置を示す図である。 Ｅ・・・直流電源　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３・・・コンデンサ
Ｑｌ・Ｃ２・Ｃ３・Ｃ４・Ｃ５・Ｃ６・Ｑｌ　’　＊　
Ｃ２’・・・ＦＥＴＤＩ　＊　Ｄ２　＋　Ｄ３　＊　Ｄ
４　ｅ　Ｄ５　＋　Ｄ６　ｅ　Ｄｌ’ｌ　Ｄ２’・・・
ダイオードＰ・・・パルス駆動−路 ＲＩ　Ｒ３・・・抵抗器 Ｌ・・・インダクタ Ｔ・・・変圧器 Ｆ・・・肪纏性負荷 特許出願人　　オリジン電気株式会社 第　１　図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電源と、誘導性負荷と、休止期間をはさみつつ交互
   に導通する少なくとも一対のスイッチング素子と前記誘
   導性負荷に並列接続された、コンデンサと両方向スイッ
   チング回路の直列回路、とから成り、前記一対のスイッ
   チング素子のオフ時に発生する前記誘導性負荷の逆起電
   力に対して順方向側の、前記両方向スイッチング回路の
   うちの一方を導通させることを特徴とするインバータ回
   路。