JPS6277013A - 保護継電器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電力系統に用いる保護継電器に係り、特に、モ
ノリシック半導体集積回路（以下、ＩＣという）化する
に適した保護継電器に関する。

〔従来の技術〕

電力系統では、種ンの要因から生しる事故電流及び電圧
からの系統保護のために、保護継電器が用いられている
。近年の大容量化した電力系統では事故電流と正常時の
電流との大きさの比が小さく、場合によってはほとんど
同じということもある。このような状況下にあって、保
護継電器は健全な事故判定機能をもたなくてはならない
。現在のところ長距離大容量送電線に対しては位相比較
方式で適当とされている。さて、上記した従来の位相比
較形保護継電器は、ディスクリート部品、すなわち、汎
用のオペアンプ６ｐ、抵抗Ｒ，キャパシタＣ，ダイオー
ドＤ等の組合せにより構成されているが、部品数の削除
、小形化、高信頼度化及び低コスト化等が求められてい
る。このような保護継電器をＩＣ化する場合、高精度な
抵抗をＩＣ内に形１戊することは困難である。

一方、これに対し、近年開発が進められているアナログ
スイッチとキャパシタの組合せにより等価的に高抵抗を
実現するスイッチトキャパシタ回路の手法は、回路を集
積化する場合、キャパシタは抵抗に比してチップの面ｆ
古によって容駄値を決定できるのでその値を正確に達成
し得るものとなっている。従って、このスイッチ１〜キ
ャパシタ回路を保護継電器に用いる検討が進められてい
る。

なお、抵抗を上記したスイッチトキャパシタ抵抗ではな
く、モノリシック拡散抵抗などで実現し、ＩＣ化するこ
とも考えられるが、抵抗値を高精度化し得ないばかりか
、回路定数の変更などについても応用性を欠くものとな
り、ＩＣ化のメリットが出しにくい。

〔発明が解決しようとする問題点〕

さて、実際にモノリシックＩＣ化し、実用に供し得る高
精度、かつ、高集蹟化した保護リレー回路を実現するた
めには、オペアンプのオフセット電圧、スイッチングに
より発生するノイズ（オフセット電圧）、チップ面積、
寄生素子の影響などを十分考慮する必要がある。

また、汎用化（標準化）を考慮した場合の回路の実装法
、実装する場合のビンネックの問題、実装の仕方（範囲
）、適用する周波数系（５０Ｈｚ系及び６０Ｈｚ系）へ
の対応なと種々の問題点がある。特に、５０Ｈｚ系に適
用する場合と６０１ｆ系に適用する場合とでは回路定数
が異なり、従来では、それぞれに対応した回路定数（抵
抗Ｒ及びキャパシタＣ）を用いていた。しかし、ＩＣ化
する場合には回路定数を系統周波数に合わせて固定せざ
るを得なくなり、ＩＣ化のメリットを出せないというｒ
：Ｊｇ１１点があった。

本発明は、内部の回路定数を固定せざるを得ない上記し
た問題点を克服し、スイッチング周波数の切換え（変更
）のみにより、５０Ｈｚ系及び６０ＨＸ系の両方の適用
できるＩＣ化に好適な保護継電器を提供することを目的
とする。

ｃ問題点を解決するための手段〕 上記問題点を解決するために、本発明は電力系統の電圧
および電流を入力とし、この電圧および電流に基づいて
前記電力系統に生じた事故を検出し、当該事故電力系統
の引外し信号を出力する保護継電器において、前記保護
継電器の構成要素中における前記電力系統の系統周波数
によって影響を受ける要素の抵抗要素をスイッチトキャ
パシタ等価抵抗により構成したことを特徴とするもので
ある。換言すれば、アナログ部５０Ｈｚ系と６０Ｈｚ系
で回路定数を変更せざるを得ない回路をスイツチトキャ
パシタ回路で構成し、スイッチング周波数の変更により
特性を変更できるようにしたものである。

〔作用〕

上記本発明の構成によれば、系統周波数成分をもつ検出
信号が入力された場合、その系７杭周波数に適合して動
作する構成要素中の抵抗を要素スイツチトキャパシタ等
価抵抗により構成したものであり、スイッチトキャパシ
タ等価抵抗はそのスイッチング素子のスイッチング周波
数に依存した抵抗値を高精度τ′′可変しうるものであ
るから（Ｒ＝１／ｆｃ）、適用する電力系統の変更に伴
う系統周波数の違いが生じてもスイッチング周波数の調
整により当該保護継電器の特性変更（回路定数の変更）
を容易に行うことができる。

〔実施例〕

次に、本発明に係る保護継電器の一実施例を図面に基づ
いて説明する。

罫護継電器の全体構成 第１図は保護継電器の全体構成をブロック図で示す６本
実施例では、保護継電器として位相比較形リアクタンス
リレーを例に以下説明する。

第１図において、１及び２は電力系統によりの電圧及び
電流情報に重畳された高調枝分を除去するフィルタ、３
は保護リレーの特性角を導出する移相回路、４は係数設
定回路（整数回路）、５は係数設定用スイッチ、６は加
算増幅回路（リアクタンスリレーでは（ＩＺ−Ｖ）を求
める）、７は増幅回路（リアクタンスリレーではＩＺ）
、８及び９は比較器、１０は比較器９の比較電気発生回
路、１１はディジタル位相角判定回路（リアクタンスリ
レーでは（Ｉ　Ｚ−Ｖ）とＩＺの波形の重り角が９００
以上がどうかの判定を行う）、１２は判定角設定スイッ
チ、１３はタイミング発生制御回路をそれぞれ示す。

−１−記保護継電器の構成要素のうち、系統周波数を変
更（５０１（ｚ系、６０Ｈｚ系の相互間で）により影響
を受ける要素、すなわち特性変更を必要とする要素は、
第１図中に二重わくで囲んだフイルタ１，２、移相回路
３、およびディジタル位相角判定回路１１をスイッチト
キャパシタ等価抵抗を用いて構成する。詳細は後述する
が、この構成により任意に５０Ｈｚ系および６０Ｈ７系
の双方に適用可能な保護継電器を提供することができる
。

残りの他のブロック、係数設定回路４．加算増幅回路６
および増幅回路７は対象系統周波数の違いにより特性変
更をする必要のない要素であるが、タイミング発生制御
回路１３からのクロック周波数が変更されたとしても、
例えば信号のリップル成分等の条件が変らないように工
夫することが特性上好ましい。この点については後述す
る。

さらに、コンパレータ８，９はそのままでよく、変更す
る必要はない。以下に、特性変更を必要とする各要素の
詳細について順を追って説明する。

フィルタ まず、フィルタ１および２について述べる。フィルタの
回路例を第２図に示す。この回路は、特願昭５９−１１
４３００号に記載されているように、同一回路構成によ
り、帯域通過フィルタ（演算増幅器１の出力）と低減通
過フィルタ（演算増幅器２の出力）の両方が同一回路で
実現できる。帯域通過フィルタ（以下、Ｂ　Ｐ　Ｆと略
記）の場合その伝達関数は、 で与えられ、スイッチトキャパシタフイルタの場合のそ
れぞれの特性定数は次のようになる。

なお、各性定数は次の通である。

ＶＢＰＦ　ニー　Ｂ　Ｐ　Ｆ　（７）出力電圧Ｖｉｎ：
入力電圧 Ｓ　ニラプラス演算子 Ｈ：利得係数 ω０　：角周波数 Ｑ　：選択度 次に低減中通フィルタＣＰＦの例について示す。

伝達関数は、 で与えられ、スイッチトキャパシタフィルタの場合それ
ぞれの特性定数は次のようになる。

すなりち、ＣＰＦとＢＰＦのｆｏ　とＱは全く同一の式
で表わされ、Ｈのみが異る。

ここで、これらのフィルタを保護リレーの５０ＨＸ系に
適用する例について述べると、例えばＢＰＦの場合のｆ
ｏは！５０Ｈｚとなる。このときのｆｓ　　（クロック
周波数）をｆＨｚとする。

次のこのＢＰＦを６０Ｈｚ系に適用する場合には、ｆｏ
＝６０）−Ｉスが必要になる。（２）式から明らかなよ
うに、回路内のキャパシタは固定されているので変更は
できない。しかし、ｆｓの変更くした１、２　　ｆ（Ｉ
ｌｚ）を用いる容易にｆｏを６０Ｈｚに変更することが
できる。これはｆＳ　を変更しても、ｆｏのみを変更し
、Ｑ及びＩ−Ｉは変化しないことを有効に利用したもの
である。このようにするためには、第２図に示したスイ
ッチトキャバシタ等価抵抗Ｒｉ　＋　Ｒ２１Ｒ８及びＲ
４を同一クロック（周波数ｆｓＩ（ｚ）でスイッチング
する。

以Ｉ　Ｂ　Ｐ　Ｆについて述へたが、低域通過フィルタ
　（Ｌ　Ｐ　Ｆ）も全く同様である。保護リレーの場合
には、５０Ｈ２系と６０Ｈｚ系ではｆｏのみを変更して
対応するようにしていることによるものである。以上の
ように、５０Ｉ−Ｉｚ系ではグロ・ンク周波数がｆ（Ｉ
（ｚ）であるのに対し、６０Ｈ２系では１．２　　ｆ　
（Ｈｚ　）であるので、スイッチングによる波形のリッ
プルの割合も全く同一であり、同一特性が実現できる。

移動回路 第３図に移動回路３の一般的な回路例を示す。

この回路の伝達関数は、 Ｓ・ω０ 定数２）で表わされる。しかし、このような回路ではモ
ノリシックＩＣ化すると、特性変更に対して対応するこ
とができない事は言うまでもない。

保護リレー、特に、この移相回路を利用するリアクタン
スリレーでは、適用対象の系統により、この移相回路の
移相の大きさを、変種する必要が生じる。

次に、第４図には本発明の移相回路の実施例を示す。こ
の回路の伝達関数は次式で表わされる。

Ｇ＝Ｋ　　− ８＋ω０ ここで、ω０＝２πｆｏ　＝　ｆｓ　−Ｃｚ　／Ｃ（時
ッチング周波数） で表わされる。従って、上記ｆｓを変更するのみでゲイ
ン（Ｋ）を変更することなく、特性（移相）を変更でき
ることは容易に理解できる。

このように、第１図に辞す移相回路３を第４図のごとく
構成し、モノリシックＩＣ化すると、特性変更に対して
も、ｆｓの変更のみで対応でき、回路の標準化が達成で
き、モノリシックＩＣ化の効果を十分発揮することがで
きる。

すなわち、フィルタの場合と全く同様に、例えば、５０
Ｈｚ系の移動回路のｆｏを７５Ｈ２とすた９０Ｈｚとす
る。例えば５０Ｈｚ入力時に１５″の位相遅れに対し、
６０！−（ｚ系でも６０Ｈｚ入力時には１５°の位相遅
れが実現でき、５０Ｈｚ系と６０Ｈｚ系の切換えをクロ
ック周波数の切換えのみにより実現できることが理解で
きるであろう。

すなわち、上記したフィルタも同様であるが、周波数−
ゲイン特性、周波数−位相特性で表わす場合、任意の一
般入力周波数をｆｏの関数（ｆ＝ｎｆｏ）で表わす（基
準化＝　ｎｏｍｅｌｉｑａｔｉｏｎ　）と、全く同一の
特性を得ることができる。

整　回路および加ＯＴ回路 整定回路４については特願昭５９−２５１８９０号に、
加算・増幅回路６及び７については特開昭５９−２１７
０５８号にに記載されているように、クロック周波数に
よって、特性が変化することはない（周波数特性を持っ
ていない）。したがって、クロック周波数を変更しても
特性は変わらない。従って、５０Ｈｚ系と６０Ｌｌｚ系
の両方に適用できる。しかし、入力周波数とクロック周
波数の比を５０）Ｉｚ系と６０Ｈｚ系を同じにして、ス
イッチングによる波形のリップルの割合を入力周波数と
同じにするためには、フィルタ及び移相回路と同様に５
０１１ｚ系より６０Ｈｚ系のクロック周波数を１．２倍
高くすべきであることは言うまでもない。

位相角判定回路 次に位相角判定回路１１について述べる。

第５図は、第１図に示した位相角判定回路を具体的に示
したものである。第５図において位相の重なり角が９０
’以」−かどうかを判定するリアクタンスリレー、モー
リレー及びオフセットモーリレーと、位相の重なり角が
１３５°以上かどうかを判定する木の葉形リレーの判定
角の設定法を示す。

第５図において、Ａは例えば、リアクタンスリレーの場
合、（Ｉ　Ｚ−Ｖ）Ｉ　Ｚの正波に、対応し、Ｂは（Ｉ
Ｚ−Ｖ）ＩＺの負波に対応する。第６図に示したΔ、Ａ
、Ｂ、Ｂ、Ｃ及びては第５図のそれぞれのＡ、Ａ、Ｂ、
Ｂ、Ｃ及びｉに対応する。

すなわち、第６図の人波形が第５図に入力されると、第
６図のτに示した斜線部の時間幅を第５図のカウンタ１
４（動作用）が計測する。同様に第６図のＢ波形が第５
図のＢ端子に入力されると、第６図の−百−に示した斜
線部の時間幅を第５図の動作用カウンタ１５が計測する
。このようにすると第５図の復帰用カウンタ１６は第６
図ので−の斜線部の時間幅を計測することができる。

すなわち、前記したように、位相の重なり角が９０°以
上かどうかの判定の具体的手法は、第６図に示したＡ及
びＢの斜線部の時間幅が、電力系統の入力電圧、電流９
０°以上かどうかを判定するものである。例えば、入力
電力の周波数が５０Ｈｚならば、９０″以上かどうかと
いうことは、時間的には５ｍｓ以上かどうかを判定する
ことを意味する。なお、６０Ｈｚならば、９０’は５　
ｍ　ｓ　／　１　、２　　となる。第８図の所定値設定
回路１７及び１８内に示したａ、ａ’　、ｂ及びｂ′は
。

所定値設定部であり、ａ、ａ’は９０’判定用、ｂ、ｂ
’は木の葉形リレーの１３５°判定用である。このよう
に設定されている所定値設定部を第５図に示した選択制
御信号■により選択し、それぞれの値をカウンタ１４及
び１５．１６にセットするようにする。上記１４〜１６
のカウンタは所定のクロック周波数の制御信号α（第５
図中のα）により歩進計測されるものであることは言う
までもない。

以上の説明より、リレーの種類に応じて、判定角の設定
が選択制御信号１本の制御のみにより可能であることが
理解できる。

この判定角の種類が多ければ、その所定値をさらに設け
ておき、これを選択制御すればよいことは容易に推測で
きる。

そこで、この第５図を５０Ｈ２系と６０Ｈ７系の両方に
適用する場合、Ａ及びＢ入力が５０Ｉ−Ｉｚ系から６０
Ｉ−Ｉｚ系に変わるのであるから、この波形を計測する
カウンタの歩進パルスαを１．２倍６　。

できるものであることは容易に推？１１！Ｉできる。す
なわち、第５図におけるカウンタ歩進パルス信号αの周
波数を６０Ｈｚ系に比している１、２倍高くすればよい
。以上より、５０　Ｊ−Ｉｚ　／　６０７ｒｚ系の供用
化が図れる。

以上の説明では、位相角判定部をディジタル回路を用い
て構成する例について述べたが、従来と同様のアナログ
タイマー構成し、このタイマーを第４図に示したスイッ
チトキャパシタ回路（−次遅れ回路）により構成して、
前記と同様、クロックの切換えにより、５０Ｉ−Ｉｚ及
び６０Ｈｚ系の両方に適用できるようにできることは容
易に推測できる６ タイミング発生制御回路 第７図は第１図中のタイミング発生制御回路１３の詳細
を示すものである。第７図中の２３１〜２３３は分周用
のカウンタ例を示すものである。

例えば２３１〜２３３は１６進のカウンタなどである。

図のごとくカウンタをカスケード接続して、入力したク
ロックを分周することは公知である。

第８図は第７図のカウンタ群の１つ（２３３）を具体的
に示し、本発明の１つとするところのものである。

このカウンタは、１６進カウンタを１０４カウンタある
いは１２進カウンタのいずれかに制御し、保護継電器を
６０Ｈｚ系に適用する場合には１０進カウンタとして、
５０Ｈ２系に適用する場合には１２進カウンタとするも
のである。第８図においては、１６進カウンタのロード
値（Ａ＝２０゜Ｂ＝２１　、Ｃ＝２２．Ｄ＝２８）を制
御するもので、第８図中のスイッチＳをａ側に接続（Ｂ
＝ルベル）する場合には１０進カウンタ（６０Ｈｚ系）
、ｂ側に接続（Ｂ＝Ｏレベル）する場合には１２進カウ
ンタ（５０Ｈｚ系）となる。このことを以下第９図を用
いてさらに説明する。

すなわち、第９図の（０）に示した番号５の時刻では、
Ａ＝Ｏ，Ｂ＝Ｏ，Ｃ＝１．Ｄ＝Ｏとなっている。これは
、番号１６時刻のＧｏ（カウンタキャリー出力）により
第８図のカウンタにロートされた値を示すものである。

すなわち、Ｂは０レベルに制御されているものである。

第９図かられかるように、次のキャリー出力Ｃｏ　が出
力されるまでには１２カウント計数することが理解でき
る。

また、番号７時刻は、Ｂ＝１がロードされ、次のキャリ
ー出力が出力されるまでには１０カウント計数される。

第８図のカウンタロード値ＢをルベルかＯレベルに制御
することにより、１６進カウンタを１２進、あるいは１
０進カウンタに変更できる。このことは、保護継電器Ｉ
Ｃに対し、１本の制御線のみで５０Ｈ２系と６０Ｈ２系
の切換えが可能となることを意味する。

例えば、電力系統が５０’Ｈｚ系の場合に、第８図のカ
ウンタを１２進カウンタとして使用したとすると原クロ
ツク信号が例えば１２ＭＨｚとするとカウンタ出力は１
／１２のＩ　Ｍ　Ｈｚを得る。

電力系統が６０Ｈｚ系の場合には１０進カウンタとして
使用するため、カウンタ出力は１／１゜の１．２ＭＨｚ
となり、電力系統の周波数とカウンタ出力の周波数の比
を同じに保つことができる。

以上の説明より、保１Ｍリレーを５０　Ｉ（に系から６
０Ｈｚ系、あるいは６０Ｈｚ系から５０Ｈ７系への変更
は、クロック分周波回路の１つのカウンタを１０進ある
いは１２進カウンタとする制御のみで可能であり１回路
の汎用化が達成できる。従って、ＩＣ化に好適な保護継
電器が実現できることとなる。

なお、以上の説明では、タイミング発生制御回路１３を
他の回路要素とともに同−ＩＣ内に実装するものとした
が、これに限らずタイミング発生制御回路１３を別体あ
るいは外付は可能に構成してもよい。ただ、内蔵する場
合と外付けとする場合とでは比較的にみて内蔵する方が
汎用ＩＣとして適性を有するものといいうる。なぜなら
、内蔵した場合は前述のように制御ｆｉ１本のみ外部に
ピン出しして６０Ｈｚ系と５０Ｈｚ系とに変更できるの
に対し、外付けの場合は別にタイミング発生制御回路を
各周波数別に用意しなければならず、また、プリント板
への実装に際してもその分スぺ一入を要し、また、複雑
化することになるからである。

応用例 以上、位相比較形の距離リレーを例に本発明を述べたが
、里人力の保護リレーにも本発明がそのまま応用できる
例を＠１０図を用いて説明する。

第１０図は、特願昭５！Ｊ　−２１７０５８に記載され
ている里人リレー（過電流リレー不足電圧リレーに応用
）のブロック構成例を示す。図において、１０は第１図
の１及び２と全く同一フィルタ、１１は第１図４と同一
の整定回路、１２は９０°移相回路、１３は２相全波整
流回路、１４は平滑回路（第１図は移相回路３と同一回
路）、１５は比較回路、１６は比較電圧発生回路である
。第１０図において、周波数特性を有する回路は１０フ
イルタと１４の平滑回路と９０°移相回路１２である。

これらの回路はこれまでの説明から明らかなようにクロ
ック周波数を６０１−Ｉｚ系の場合には５０）（ｚ系よ
り１．２倍高くすることによって、全く同一の特性を得
ることができ１両方に適用できる。また、第１０図の１
１．１３．１５はクロックによって特性変化が生じない
ためクロックを変更しなくてもよいが、前記したように
出力波形のリップルの割合を同じにするためにはこれら
の回路のクロックも同様に変更するのがよいことは言う
までもない。

また、本発明の実施例のクロックの周波数、デユーティ
等を変化させて、その応動変化を監視する監視・点検方
式も推測される。例えば、タロツク周波数ｆＳを変化さ
せると特性を変化させることができ、その変化分が所定
の値のみ変化したかどうかをチェックする方式などは容
易に推測できる。この方法は、入力周波数により特性が
変化する回路、すなわち、周波数特性を有する回路に特
に有効である。

以」二の実施例では、アナログ回路はスイッチトキャバ
シタ回路により実現しているが、半導体集積回路の進歩
により、複数の入力信号を高速にＡ／Ｄ変換し、これら
の信号をディジタル的にフィルタリングすると共に事故
検出演算（デイジタル）、ディジタル判定処理を行うＩ
Ｃ化に好適な保護リレー用ＬＳＩの実現も推測できる。

〔発明の効果〕

上記本発明の構成によれば、系統周波数成分をもつ検出
信号が入力された場合、その系統周波数に適合して動作
する構成要素中の抵抗要素をスイッチ１−キャパシタ等
価抵抗により構成したものであり、スイッチトキャパシ
タ等価抵抗はそのスイッチング素子のスイッチング周波
数に依存して抵抗値を高精度で可変しうるものであるか
ら、適用する電力系統の変更に伴う系統周波数の違いが
生じてもスイッチング周波数の謂整により当該保護継電
器の特性変更（回路定数の変更）を容易に行うことがで
きる６

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す保護継電器のブロック図
、第２図は本発明に用いられるスイッチトキャパシタフ
イルタ回路の例を示す回路図、第３図は公知の移相回路
図、第４図は本発明に適用されるスイッチトキャパシタ
移相回路図、第５図は本発明に適用される位相角判定回
路量、第６　ｉｌｌは位相角判定回路図の動作を説明す
るタイミング波形例を示すタイミングチャート、第７図
はタイミング発生回路の構成概要図、第８図はクロック
周波数切換え回路図、第９図はクロック周波数切換え回
路の動作を説明するタイミング波形例を示すタイミング
チャート、第１０図は本発明の応用実施例を説明するブ
ロック図である。 １・・・フィルター、２・フィルター、３・・・移相回
路、４・・・係数設定回路（整定回路）、５・・係数設
定用スイッチ、６・・・加算増幅回路、７・・・増幅回
路、８・・・コンパレータ′、９・・コンパレータ、１
０・比較電圧発生回路、１１・・・ディジタル位相角判
定回路、１２・・・判定角設定スイッチ、１３・・・タ
イミング発生制御回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、電力系統の電圧および電流を入力し、この電圧およ
   び電流に基づいて前記電力系統に生じた事故を検出し、
   当該事故電力系統の引外し信号を出力する保護継電器に
   おいて、前記保護継電器の構成要素中における前記電力
   系統の系統周波数によつて影響を受ける要素の抵抗要素
   をスイッチトキャパスタ等価抵抗により構成したことを
   特徴とする保護継電器。