JPS6266657A - 相補型GaAs論理集積回路 - Google Patents
相補型GaAs論理集積回路Info
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- JPS6266657A JPS6266657A JP20531885A JP20531885A JPS6266657A JP S6266657 A JPS6266657 A JP S6266657A JP 20531885 A JP20531885 A JP 20531885A JP 20531885 A JP20531885 A JP 20531885A JP S6266657 A JPS6266657 A JP S6266657A
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
- H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
- H01L27/0605—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits made of compound material, e.g. AIIIBV
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、GaAsを用いた基本論理回路に係り、特に
PチャネルGaAsFETとnチャネルGaAs1’E
Tを用いた相補型G a A s論理集積回路に関する
。
PチャネルGaAsFETとnチャネルGaAs1’E
Tを用いた相補型G a A s論理集積回路に関する
。
近年、超高速、低消費電力の特性を有する0aAs I
Cが各所で精力的に研究されている。
Cが各所で精力的に研究されている。
このGaAs ICの高速性を電子システムとして活
かすには、ICの高集樗化が重要である。そのためには
、基本論理ゲート回路として低消輩電力のものが必須と
なる。DCFL (1)irect −Coupled
F);T Logic)と呼ばれる回路は、この
ための最も有力な回路とされ、すでに当量節を基本とし
たLSI レベルの()aAsICが試作されるに至っ
ている。しかし、DCFL回路は、第3図に示すように
EFh、Ta2のゲートに高レベルを加えると、l’3
源VDDから負荷DIT 32.ドライバEFET31
を通ってグラウンドに電流が流れるし、又、E)E′1
131のゲートに低レベルが加わると、出力が高レベル
になるが、この出力電位が次段の等価人力ダイオードリ
によるクランプ電圧より大キイト、やはFJmmVnn
からikiDFgT32、ダイオード33を通って
グラウンドに電流が流れる。
かすには、ICの高集樗化が重要である。そのためには
、基本論理ゲート回路として低消輩電力のものが必須と
なる。DCFL (1)irect −Coupled
F);T Logic)と呼ばれる回路は、この
ための最も有力な回路とされ、すでに当量節を基本とし
たLSI レベルの()aAsICが試作されるに至っ
ている。しかし、DCFL回路は、第3図に示すように
EFh、Ta2のゲートに高レベルを加えると、l’3
源VDDから負荷DIT 32.ドライバEFET31
を通ってグラウンドに電流が流れるし、又、E)E′1
131のゲートに低レベルが加わると、出力が高レベル
になるが、この出力電位が次段の等価人力ダイオードリ
によるクランプ電圧より大キイト、やはFJmmVnn
からikiDFgT32、ダイオード33を通って
グラウンドに電流が流れる。
通常、電源電圧VDD はこの高レベル出力電位がク
ランプ電圧より大きくなるように設定される。
ランプ電圧より大きくなるように設定される。
従って、L)CFL回路は常に電源より電流が流れる状
態で動作しているといえる。つまり電力消費が常に行な
われており、低消*電力化には限界がある0L)CFL
より更に低消費電力回路を実現するには、8iCMO8
に代表される相補抛回路をGa人s上に実現するしかな
い。
態で動作しているといえる。つまり電力消費が常に行な
われており、低消*電力化には限界がある0L)CFL
より更に低消費電力回路を実現するには、8iCMO8
に代表される相補抛回路をGa人s上に実現するしかな
い。
GaAs用にも既に相補型回路が提案されており、その
構成を第4図(a)に示す。
構成を第4図(a)に示す。
この図においてりはnチャネルF i4’l’ 、42
はpチャネルF hi Tである。第4図(b)には、
その人出力伝達特性を示す。F g Tは、メタルショ
ットキー接合型ノFN’l’ (M138Fg’r)ま
たはP −n接合型FETrあるため、入力電1):
V i nが高レベルあるいは低レベルの場合出力電F
E、Vovtは、次段のFETのゲート・ソース間又は
ゲート・ドレイン間のダイオードに順方向電流が流れ、
このクランプ効果により、ある111EEにクランプさ
れる。このクランプ電圧は、GaAs ME8F’ET
の場合nチャネル形で約0.7 V、 Pチ?*#形テ
0.5〜0.65Vm度(0,60V典型)である。従
って、ME’IPETを用いた相補形G a A s
論理回路(Comp 1 eme t a r y M
ESPETLogic C1rcuit)以下CMB
S論理回路を呼ぶにおいて11源’MEEEをvpDと
するとクランプ効果によ’Q低レベル、4f、(−V
D D O,60) V 1iit レヘA/ +1
sO37■となる。第4図(b)は、VDD=0.75
Vの時の入出力伝達特性であるが、低レベルは、Pチャ
ネ/&/FBTJLlのゲート・ドレイン間ダイオード
のクランプ効果により約0.x5V、また高レベルは、
nチャネルPE′Ilムのゲート・ソース間ダイオード
のクランプ効果により約0.7Vとなり、8i−0MO
8で得られている高レベル=Vpn、低レベル=0とい
う大きな論理派幅及びノイズマージンを得) 2
1 ;Ch b“″″′1′1パ・CF) ? ? >
2効1“11!きる状態では、を源VDDから常に電
流が流れ出1 、、、aカフ、□−ア5.6 tr
> r s。工□よ1 は言えない。そして、クラ
ンプ効果が起きる状態l すなわちVD3)=0.
65V以上にすると入出力伝達特性が″畦源寛王に強く
依存するようになり、システム的にも好ましくないため
、電源電圧VI)Dは0.651 V以下の小さな
論理Iの領域に制限されてしま浅 う。このように
従来のCMES論理回路は、電源電圧の低さ、そしてそ
れにともなう小さなノイズマージン(NOise M
avgin)あるいはJ!理振幅1 等相補型動作
の長所が全く生かされていない。
はpチャネルF hi Tである。第4図(b)には、
その人出力伝達特性を示す。F g Tは、メタルショ
ットキー接合型ノFN’l’ (M138Fg’r)ま
たはP −n接合型FETrあるため、入力電1):
V i nが高レベルあるいは低レベルの場合出力電F
E、Vovtは、次段のFETのゲート・ソース間又は
ゲート・ドレイン間のダイオードに順方向電流が流れ、
このクランプ効果により、ある111EEにクランプさ
れる。このクランプ電圧は、GaAs ME8F’ET
の場合nチャネル形で約0.7 V、 Pチ?*#形テ
0.5〜0.65Vm度(0,60V典型)である。従
って、ME’IPETを用いた相補形G a A s
論理回路(Comp 1 eme t a r y M
ESPETLogic C1rcuit)以下CMB
S論理回路を呼ぶにおいて11源’MEEEをvpDと
するとクランプ効果によ’Q低レベル、4f、(−V
D D O,60) V 1iit レヘA/ +1
sO37■となる。第4図(b)は、VDD=0.75
Vの時の入出力伝達特性であるが、低レベルは、Pチャ
ネ/&/FBTJLlのゲート・ドレイン間ダイオード
のクランプ効果により約0.x5V、また高レベルは、
nチャネルPE′Ilムのゲート・ソース間ダイオード
のクランプ効果により約0.7Vとなり、8i−0MO
8で得られている高レベル=Vpn、低レベル=0とい
う大きな論理派幅及びノイズマージンを得) 2
1 ;Ch b“″″′1′1パ・CF) ? ? >
2効1“11!きる状態では、を源VDDから常に電
流が流れ出1 、、、aカフ、□−ア5.6 tr
> r s。工□よ1 は言えない。そして、クラ
ンプ効果が起きる状態l すなわちVD3)=0.
65V以上にすると入出力伝達特性が″畦源寛王に強く
依存するようになり、システム的にも好ましくないため
、電源電圧VI)Dは0.651 V以下の小さな
論理Iの領域に制限されてしま浅 う。このように
従来のCMES論理回路は、電源電圧の低さ、そしてそ
れにともなう小さなノイズマージン(NOise M
avgin)あるいはJ!理振幅1 等相補型動作
の長所が全く生かされていない。
□
:、〔発明の目的〕
1 本、明4.従来。。やEs論理回路。71、
論理振幅、小ノイズマージンという欠点に含みなされた
もので、新規な相補型(J a A s 論理集積回路
を提供する」 ことを目的とする。
論理振幅、小ノイズマージンという欠点に含みなされた
もので、新規な相補型(J a A s 論理集積回路
を提供する」 ことを目的とする。
本発明は、CME8飾理回路な構成するnチャネyFE
T(第一のGaAs FET) およびP+ヤ*、
FF1T(第二のGaAs FET)c+)他に、前
記第一のG息λs FBTおよび第二のGaAs FE
T のそれぞれのゲートと信号入力端の間に論理振幅拡
大のためにGaAsダイオードを接続することにより基
本論理ゲートを構成することをその要旨とする。
T(第一のGaAs FET) およびP+ヤ*、
FF1T(第二のGaAs FET)c+)他に、前
記第一のG息λs FBTおよび第二のGaAs FE
T のそれぞれのゲートと信号入力端の間に論理振幅拡
大のためにGaAsダイオードを接続することにより基
本論理ゲートを構成することをその要旨とする。
本発明によれば、前記GaA1ダイオードとして例えば
前記EFETのゲート・ソース間ダイオードとほぼ同様
の特性を有するものを用いることにより、従来のCME
8論理回路の場合に比べ、論理振幅とノイズマージンの
増大が図られるという効果をもたらす。
前記EFETのゲート・ソース間ダイオードとほぼ同様
の特性を有するものを用いることにより、従来のCME
8論理回路の場合に比べ、論理振幅とノイズマージンの
増大が図られるという効果をもたらす。
次に本発明の実施例を図面を参照しながら具体的に説明
する。
する。
第1図に本発明の基本となる回路を示す。
nチャネル°ノーマリオyk’ET11とPチャネルノ
ーマリオフFET12が接続されて相補型のインバータ
を構成することは、通常の相補型G a A s論理回
路と同じであるが、nチャネルノーマリオフFETII
と、PチャネルノーマリオフFET12のゲートにそれ
ぞれGaAsダイオード13S14が接続され、信号入
力端Vinと継がっている。
ーマリオフFET12が接続されて相補型のインバータ
を構成することは、通常の相補型G a A s論理回
路と同じであるが、nチャネルノーマリオフFETII
と、PチャネルノーマリオフFET12のゲートにそれ
ぞれGaAsダイオード13S14が接続され、信号入
力端Vinと継がっている。
ここでFETはメタルショットキー接合型のFET(M
E8FET)とし、それぞれのゲート幅、ゲート長さは
等しい。また、ダイオード13.14の特性は、チャネ
ルノーマリオフ FET 11、Pチャネルノーマリオ
フF B ’r 12のゲート・ソース間ダイオードと
それぞれ同一になるようにしである。この時、この回路
構成では、入力端の電圧をViNとすると、nチャネル
ノーマリオフ FETIIのゲートソース間電圧、及び
PチャネルノーマリオフFET21のゲートドレイン間
vLilEは、それぞれV i n / 7.、(V
i n−VDD)/2となる。従って、電源IE圧VD
D をP型ショットキー接合の立ち上り*FEの2倍
である1、3V以下で用いると、クランプ効果が起こら
ず出力電圧Voutは低レベルでO■、高レベルでVD
Dとなる。このようになればSi−CMO−8とほぼ同
じ相補形動作が行なえ、従来のC:MbSで問題となっ
ていたダイオードクランプ効果あるいは小さな論理振幅
、小さなノイズマージンといった間亀は、解決される。
E8FET)とし、それぞれのゲート幅、ゲート長さは
等しい。また、ダイオード13.14の特性は、チャネ
ルノーマリオフ FET 11、Pチャネルノーマリオ
フF B ’r 12のゲート・ソース間ダイオードと
それぞれ同一になるようにしである。この時、この回路
構成では、入力端の電圧をViNとすると、nチャネル
ノーマリオフ FETIIのゲートソース間電圧、及び
PチャネルノーマリオフFET21のゲートドレイン間
vLilEは、それぞれV i n / 7.、(V
i n−VDD)/2となる。従って、電源IE圧VD
D をP型ショットキー接合の立ち上り*FEの2倍
である1、3V以下で用いると、クランプ効果が起こら
ず出力電圧Voutは低レベルでO■、高レベルでVD
Dとなる。このようになればSi−CMO−8とほぼ同
じ相補形動作が行なえ、従来のC:MbSで問題となっ
ていたダイオードクランプ効果あるいは小さな論理振幅
、小さなノイズマージンといった間亀は、解決される。
また本回路においては、完全な相補型動作による低消9
%力化が図れる。
%力化が図れる。
一方、第2図に示すように、ゲート一段当りの伝達遅延
時間tpdをより速くするために、PチャネルGaAs
Mg2 FET22をノーマリオン形にすることもで
きる。
時間tpdをより速くするために、PチャネルGaAs
Mg2 FET22をノーマリオン形にすることもで
きる。
この場合、消費電力は少し大きくなり、完全な相補型動
作ではなくなるが、伝達遅延時間+pdは、n チーy
ネルGaAs ME8F’FiTを用いたDCFL回
路に対し約3倍程度まで改善される。
作ではなくなるが、伝達遅延時間+pdは、n チーy
ネルGaAs ME8F’FiTを用いたDCFL回
路に対し約3倍程度まで改善される。
以上のような1本発明−回路の基本動作とスイッチング
性能を確認するため、第1図、第2図、第4図に示す基
本インバータとこれらを用いた25段リングオシレータ
を試作した。
性能を確認するため、第1図、第2図、第4図に示す基
本インバータとこれらを用いた25段リングオシレータ
を試作した。
FITのゲート、ダイオードの接合は、シ曹ットキー接
合タイプとした。まず、半絶縁性GaAs基板にs士イ
オンを50KeVで2XIO’d選択イ+ オン注入し、nチャネルを次にBeイオンを30K。■
で5 X Loll d選択イオン注入しSPチャネ′
を形成する。このあとAsH,(1%)−1−Arの雰
囲気下で850QCS15分間のキャップレスアニール
を行なった。さらにゲート金属としてWNを反応性スパ
ッタにより堆積し、 I4MIEにより加工してゲート
電極としたう このゲート電極にセル7アラインでnチ
ャネルFETのソース、ドレイン領域に+ Siイオンを120KeVで3×101sc−注入し、
P形F E ’l’のソース、ドレイン領域にMTイオ
ン を100KeV r I X 1018 crrf
”注入した。次にP2O膜により740’C,4秒のラ
ンプアニールを行なった。PチャネルFETのソース・
ドレイン領域にAuZn/Auを形成し、400°C4
分間の熱処理を行ない、さらにnチャネルFETのソー
ス・ドレイン領域ニA u G e / A uを形成
し400°08分間の熱処理を行なった。このようにし
て作製したデバイスの寸法を第1表に、そしてゲート長
10μmのときの諸性能を第2表に示す。(1:、A−
i”乍自)第 1 表 第 2 表 また、このときのPチャネルFETのしきい値電圧は、
第1図、第2図に示す回路ではノーマリオフ形”C’
−0,2V 、 /−v !J :Ir ン形テ+0.
2V〜+0.3V。
合タイプとした。まず、半絶縁性GaAs基板にs士イ
オンを50KeVで2XIO’d選択イ+ オン注入し、nチャネルを次にBeイオンを30K。■
で5 X Loll d選択イオン注入しSPチャネ′
を形成する。このあとAsH,(1%)−1−Arの雰
囲気下で850QCS15分間のキャップレスアニール
を行なった。さらにゲート金属としてWNを反応性スパ
ッタにより堆積し、 I4MIEにより加工してゲート
電極としたう このゲート電極にセル7アラインでnチ
ャネルFETのソース、ドレイン領域に+ Siイオンを120KeVで3×101sc−注入し、
P形F E ’l’のソース、ドレイン領域にMTイオ
ン を100KeV r I X 1018 crrf
”注入した。次にP2O膜により740’C,4秒のラ
ンプアニールを行なった。PチャネルFETのソース・
ドレイン領域にAuZn/Auを形成し、400°C4
分間の熱処理を行ない、さらにnチャネルFETのソー
ス・ドレイン領域ニA u G e / A uを形成
し400°08分間の熱処理を行なった。このようにし
て作製したデバイスの寸法を第1表に、そしてゲート長
10μmのときの諸性能を第2表に示す。(1:、A−
i”乍自)第 1 表 第 2 表 また、このときのPチャネルFETのしきい値電圧は、
第1図、第2図に示す回路ではノーマリオフ形”C’
−0,2V 、 /−v !J :Ir ン形テ+0.
2V〜+0.3V。
nチャネルFETのしきい値電圧は、+0.25V、さ
らに第4図(a)に示す回路では、PチャネルFETの
しきい値1tEEは一〇、IVn形F g T ノL、
tイ値電圧は+〇、IVであった。
らに第4図(a)に示す回路では、PチャネルFETの
しきい値1tEEは一〇、IVn形F g T ノL、
tイ値電圧は+〇、IVであった。
このようにして得られた回路につき、入力−出力のトラ
ンスファーカーブを求めたところ第5図及び第4図(b
)のようになった。
ンスファーカーブを求めたところ第5図及び第4図(b
)のようになった。
但し、次段には同じインバータを接続しである。
fi 4 図(b) ハ、84図(a)のCME8回路
、第5図(a)は、第1図の回路、第5図(b)は、第
2図の回路にそれぞれ対応するトランスファーカーブの
測定結果である。第4図(a)のCME8回路に比べ、
第1図、第2図の回路は、出力の高レベル電位VH=t
、2Y。
、第5図(a)は、第1図の回路、第5図(b)は、第
2図の回路にそれぞれ対応するトランスファーカーブの
測定結果である。第4図(a)のCME8回路に比べ、
第1図、第2図の回路は、出力の高レベル電位VH=t
、2Y。
低レベル電位Vz−;OVとほぼ相補形の動作をし、論
理振幅、ノイズマージン共に大きくなったことが明らか
である。
理振幅、ノイズマージン共に大きくなったことが明らか
である。
次にリングオシレータの測定結果について述べる。リン
ダオシレータ測定は、それを構成する基本インバータの
スイッチング特性を判定する最も信頼性の高い方法とし
て一般に用いられている。
ダオシレータ測定は、それを構成する基本インバータの
スイッチング特性を判定する最も信頼性の高い方法とし
て一般に用いられている。
その発振周期からインバータ即ち、基本的論理ゲートの
伝達遅延時間が明らかとなるし、リングオシレータに供
給される直流電力は各インバータで消費される電力の総
和であり、論理ゲート当りの消費電力がわかる。又、多
段のリングオシレータは高速で起きるスイッチング現象
を、時間軸をのばして見ることに相当し、測定糸のカッ
トオフ周波数以下で波形観測できるため論理振幅を測定
することが容易になる。第3表に第1図、第2図および
第4図の回路を基本インバータとした25段リングオシ
レータから得−られた各インバータの特性を示す。(塾
人T、余色) 第 3 表 この結果より、第1図の回路では、第4図に示す従来の
CME8回路に対し消費電力Pdが・第2図の回路では
、伝達遅延時間+Pdが改善されている。また、各回路
の性能を示す指標である+1)dPd損では、いずれも
従来のCME8回路より優れた結果が得られている。
伝達遅延時間が明らかとなるし、リングオシレータに供
給される直流電力は各インバータで消費される電力の総
和であり、論理ゲート当りの消費電力がわかる。又、多
段のリングオシレータは高速で起きるスイッチング現象
を、時間軸をのばして見ることに相当し、測定糸のカッ
トオフ周波数以下で波形観測できるため論理振幅を測定
することが容易になる。第3表に第1図、第2図および
第4図の回路を基本インバータとした25段リングオシ
レータから得−られた各インバータの特性を示す。(塾
人T、余色) 第 3 表 この結果より、第1図の回路では、第4図に示す従来の
CME8回路に対し消費電力Pdが・第2図の回路では
、伝達遅延時間+Pdが改善されている。また、各回路
の性能を示す指標である+1)dPd損では、いずれも
従来のCME8回路より優れた結果が得られている。
以上のように、本発明回路を用いれば、QaAs IC
の低消費1区カ化に著しく貢献し、GaAsICの実用
性を向上させるため大きな効果をもたらす。
の低消費1区カ化に著しく貢献し、GaAsICの実用
性を向上させるため大きな効果をもたらす。
第1図及び第2図は、本発明の基本となる回路構成を示
す図、第3図は従来のD CF L回路を示す図、第4
図は従来の相補型Mh28回路及びその人出力伝達特性
を示す図、第5図は第1図、第2図の回路についての入
出力伝達特性の比較して示す図である。′ 11・・・nチャネルノーマリオフFET。 12・・・PチャネルノーマリオフFET。 13.14−GaAS !イ、?−)’。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 竹 花 喜久男 第 1 図 第 2 図
第 3 図 θ’5 /、0 /・5 Vtn CV) (Jl) θ、5 /、0 7.5 ■in (V) <b)
す図、第3図は従来のD CF L回路を示す図、第4
図は従来の相補型Mh28回路及びその人出力伝達特性
を示す図、第5図は第1図、第2図の回路についての入
出力伝達特性の比較して示す図である。′ 11・・・nチャネルノーマリオフFET。 12・・・PチャネルノーマリオフFET。 13.14−GaAS !イ、?−)’。 代理人 弁理士 則 近 憲 佑 同 竹 花 喜久男 第 1 図 第 2 図
第 3 図 θ’5 /、0 /・5 Vtn CV) (Jl) θ、5 /、0 7.5 ■in (V) <b)
Claims (3)
- (1)PチャンネルGaAsFETとnチャンネルGa
AsFETからなる相補型GaAs論理集積回路におい
て、PチャンネルGaAsFETのゲートと信号入力端
の間に入力信号が、低レベルのとき順方向バイアスとな
る極性でGaAsダイオードを接続し、nチャネルGa
AsFETのゲートと信号入力端の間に入力信号が高レ
ベルのとき順方向バイアスとなる極性でGaAsダイオ
ードが接続されていることを特徴とする相補型GaAs
論理集積回路。 - (2)PチャネルGaAsFETは、ノーマリオフ型、
nチャネルGaAsFETは、ノーマリオフ型のFET
で構成した特許請求の範囲第1項記載の相補型GaAs
論理集積回路。 - (3)PチャネルGaAsFETはノーマリオン型、n
チャネルGaAsFETはノーマリオフ型のFETで構
成した特許請求範囲第1項記載の相補型GaAs論理集
積回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20531885A JPS6266657A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 相補型GaAs論理集積回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20531885A JPS6266657A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 相補型GaAs論理集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6266657A true JPS6266657A (ja) | 1987-03-26 |
Family
ID=16504962
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20531885A Pending JPS6266657A (ja) | 1985-09-19 | 1985-09-19 | 相補型GaAs論理集積回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6266657A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR200457895Y1 (ko) * | 2010-07-28 | 2012-01-12 | 박효준 | 관로 설치용 케이블 보호구 |
-
1985
- 1985-09-19 JP JP20531885A patent/JPS6266657A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR200457895Y1 (ko) * | 2010-07-28 | 2012-01-12 | 박효준 | 관로 설치용 케이블 보호구 |
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