JPS6257134B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6257134B2 JPS6257134B2 JP13133881A JP13133881A JPS6257134B2 JP S6257134 B2 JPS6257134 B2 JP S6257134B2 JP 13133881 A JP13133881 A JP 13133881A JP 13133881 A JP13133881 A JP 13133881A JP S6257134 B2 JPS6257134 B2 JP S6257134B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- quantization
- value
- circuit
- multiplier
- scheduled
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 231
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 36
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 24
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 20
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 5
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 4
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 2
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
本発明は音声信号等の帯域圧縮のために用いら
れる適応量子化・適応逆量子化方法およびその回
路に関する。 適応量子化方法とは、入力信号の標本値を予め
定められたビツト数で表現する、いわゆる量子化
幅を適宜決定する方法であり、入力信号標本値を
少いビツト数で高精度に再現できる。このため、
この様な適応量子化方法及び逆量子化方法を音声
信号等のデイジタル伝送に応用すれば、１標本当
りの必要ビツト数を、適応機能のない量子化方法
及び逆量子化方法を用いた場合と比べて少くでき
るため、伝送情報量を低減でき、いわゆる帯域圧
縮が実現できる。 従来の適応量子化及び適応逆量子化方法のう
ち、本発明に関係する瞬時適応量子化及び瞬時適
応逆量子化について次に詳細に説明する。瞬時適
応量子化の詳細は、1973年９月Bell研究所発行の
BSTJ誌第1119頁〜第1144頁を参照できるが、原
理は次の通りである。いま、ある標本時刻ｊでの
量子化幅を△j、この時の入力信号ｘjが ｍ：割当量子化ビツト数 であれば、出力信号はｎであり、次の標本時刻で
の量子化幅を次のように決定する。 △j+1＝△j・Ｍ（ｎj） (2) ただし、ここでＭ（ｎj）はｎjにより一意的に定
まる乗数であり、8kHzで標本化された音声信号
を４ビツト（ｍ＝４）に符号化する場合に用いら
れる乗数の一例を表１に示す。
れる適応量子化・適応逆量子化方法およびその回
路に関する。 適応量子化方法とは、入力信号の標本値を予め
定められたビツト数で表現する、いわゆる量子化
幅を適宜決定する方法であり、入力信号標本値を
少いビツト数で高精度に再現できる。このため、
この様な適応量子化方法及び逆量子化方法を音声
信号等のデイジタル伝送に応用すれば、１標本当
りの必要ビツト数を、適応機能のない量子化方法
及び逆量子化方法を用いた場合と比べて少くでき
るため、伝送情報量を低減でき、いわゆる帯域圧
縮が実現できる。 従来の適応量子化及び適応逆量子化方法のう
ち、本発明に関係する瞬時適応量子化及び瞬時適
応逆量子化について次に詳細に説明する。瞬時適
応量子化の詳細は、1973年９月Bell研究所発行の
BSTJ誌第1119頁〜第1144頁を参照できるが、原
理は次の通りである。いま、ある標本時刻ｊでの
量子化幅を△j、この時の入力信号ｘjが ｍ：割当量子化ビツト数 であれば、出力信号はｎであり、次の標本時刻で
の量子化幅を次のように決定する。 △j+1＝△j・Ｍ（ｎj） (2) ただし、ここでＭ（ｎj）はｎjにより一意的に定
まる乗数であり、8kHzで標本化された音声信号
を４ビツト（ｍ＝４）に符号化する場合に用いら
れる乗数の一例を表１に示す。
【表】
この様に量子化幅を時々変化させると、量子化
幅が一定値に固定されたときの出力信号が常に０
となるような小レベルの場合や出力信号が常に過
負荷を起こすような大レベルの場合にも、量子化
器のダイナミツク・レンジを大きくできる。ま
た、(2)式による適応量が入力信号によく追随して
いるならば(1)式により定められる量子化も精度よ
く行なえる。このような量子化器を伝送装置に応
用する場合は、量子化され伝送された信号は受信
側でも(2)式の演算を行ない、各標本時刻での量子
化幅を再現して ｘj＝ｎj△j＋0.5△j (3) により伝送信号を逆量子化することによりほぼ入
力信号ｘjと同じ大きさの信号＾ｘjを再現できる。
（送信側と受信側における量子化幅△jは、初期値
△０が等しくかつ伝送路に誤りがない状態（つま
りｎjが常に正しく伝送されている状態）が保証
されれば、送受両側で△jに乗ずる乗数Ｍ（ｎj）
が一致し、成立する。） 上記の瞬時適応量子化方法は入力信号を精度よ
く少いビツト数を伝送するのに適しているが、初
期における量子化幅を送信側と受信側とで一致さ
せなければならないこと、また、通常の伝送路に
おいては回線の歪みや熱雑音により伝送路ビツト
誤りが発生することなどの理由により各標本時間
における送信側と受信側との量子化幅が一致しな
い。このような困難を克服する方法については
1975年IEEE発行の「Transactions on
Communications」第1362頁〜第1365頁に詳細さ
れているが、この方法は(2)式を次の(4)式で置き換
えたものである。 △j+1＝△j〓・M′（ｎ） (4) ただし、βは１に近いが１より小の数であり、
M′（ｎ）はＭ（ｎ）と同様ｎにより一意的に定
まる乗数であり、以下簡単化のためＭ（ｎ）と記
す。以上のように修正することにより得た時刻ｊ
での量子化値をｎjと表わすと、(4)式は次のよう
に変形できる。 △j+1＝Ｍ（ｎj）・Ｍ（ｎj-1）〓 ・Ｍ（ｎj-2）〓２……・△p〓j (5) さらに、βを１より小さい数に設定したため、β
kはｋが大きくなるに従い０に漸近する。以上の
事柄より、送信側および受信側での量子化幅を
各々 Rjおよび T△jとすると、初期値が異なつて
いても（ T△０≠ R△０）、量子化符号ｎjは送受
で等しいから時刻ｊにおける送信側と受信側での
量子化幅の比は、 〓△ｊ＋１／〓△ｊ＋１＝（〓△０／〓△０）〓j(6) となり、ｊの増加とともに１に収束する。つま
り、送受での量子化幅は等しくなる。 また、伝送路ビツト誤りが発生した場合も同様
に考えられる。すなわち、時刻j′に伝送路ビツト
誤りが起きた場合、送信側および受信側での次の
標本時刻において乗ぜられる乗数Ｍ（ｎj′）が異
なつてくるため、量子化幅に不一致が生ずる。こ
の場合、時刻j′を改めて初期時刻と定義し直す
と、初期値が不一致の場合と同様に時刻とともに
送信側と受信側での量子化幅が等しくなることが
理解されよう。 しかしながら、従来の伝送ビツト誤りに強くし
たアルゴリズムでは、音声信号のようにダイナミ
ツク・レンジが60dBにも達する信号に対して
は、平均的な信号レベルにおいては問題にならな
いが、大きな信号レベルや小さな信号レベルにお
いては量子化精度の劣化を招くことになる。これ
は、式(2)と式(3)を比べると△jをβ乗するか否か
の違いであり、第１図の△j対△〓ｊのグラフを用
いれば以下のように容易に理解できる。ここで、
β＝１のグラフはβ乗しないことを意味し、Ｍ
（ｎj）を乗ずる事を除けば式(2)の演算に対応す
る。 また、β〓１のグラフはＭ（ｎj）を乗ずるこ
とを除けば式(4)の演算に対応する。いま、信号レ
ベルが定常的に高い場合を考える。この場合、第
１図で△jが△L付近に来ることが多いが、伝送路
ビツト誤りに対して強い性質を持たせたβ乗を行
なう方式では、β乗することにより△Lが△L′ま
で縮められる。（△L−△L′）の差は△Lが大きく
なる程大きくなり、この効果は真に必要となる次
の量子化幅△j+1を計算するにあたり、過負荷状
態を発生する要因となる。このため、信号レベル
の大きいものに対しては符号化精度を劣化させる
ことになる。同様に信号レベルが定常的に低い場
合は第１図において△jが△M近傍に来ることが多
く、この場合△〓ｊを行なうと△M′となり、△Mよ
り大きな値となる。このため、レベルの低い信号
に対しては、次の標本時刻での量子化幅を△〓ｊを
用いて計算すると、量子化幅の適応性が劣化し、
量子化による信号標本値の桁落ちが生じ易くな
り、符号化精度を悪化させることになる。また、
βの値を１に近付けると、高レベルもしくは低レ
ベルの信号に対する符号化精度の劣化を小さくで
きるが、伝送路ビツト誤りに対する送信側および
受信側の量子化幅の不一致が長時間解消されずに
残ることになる。 本発明の目的は伝送路ビツト誤りに対して短時
間で送信側および受信側の量子化幅の不一致を解
消しかつ高レベルおよび低レベル信号に対しても
符号化精度を高く保つ適応量子化・適応逆量子化
方法および回路を提供することにある。 本発明の適応量子化・逆量子化方法は、量子化
基準値と、現在の標本時刻における量子化幅およ
び量子化符号とを用いて適応的に次の標本時刻に
おける量子化幅を決定し、この量子化幅を用いて
適応的に量子化および逆量子化を行なう適応量子
化・逆量子化方法において、複数個の量子化基準
予定値を予め準備し、前記複数個の量子化基準予
定値のうち現在の標本時刻における量子化幅に最
も近い量子化基準予定値を前記次の標本時刻にお
ける量子化幅を決定するときの前記量子化基準値
とすることにより前記量子化基準値を前記量子化
幅に応じて変化させたことを特徴としている。 さらに、本発明の適応量子化器・逆量子化器
は、標本化されデイジタル化された入力信号を被
除数とする除算器と、前記除算器出力を量子化し
て量子化符号を出力する量子化回路と、予め定め
た複数個の量子化基準予定値のうちから前記除算
器の除数信号に応じて１個の量子化基準予定値を
選択し量子化基準値とする手段と、前記量子化回
路と前記除算回路の除数信号と前記量子化基準値
とから次の標本時刻における前記除算器の除数値
を計算し前記除算器の除数端子へ出力する係数発
生回路とを有する適応量子化回路と、標本時刻毎
に前記適応量子化回路から入力される量子化符号
を逆量子化する逆量子化回路と、前記逆量子化回
路出力を被乗数とする乗算器と、前記予め定めら
れた複数個の量子化基準予定値と同じ値を持つ第
２の量子化基準予定値のうちから前記乗算器の乗
数信号に応じて１個の量子化基準予定値を選択し
て前記量子化基準値とする手段と、前記入力され
る量子化符号、前記乗算器の乗数信号、および前
記予め定められた第２の量子化基準値から次の標
本時刻における前記乗算器の乗数値を計算し、前
記乗算器の乗数端子へ出力する係数発生回路とを
有する適応逆量子化回路とから構成されたことを
特徴としている。 次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 まず、本発明の適応量子化および逆量子化方法
を第２図を参照して説明する。 本発明の原理は式(2)または式(4)に対応する次の
標本時刻での量子化幅を次の様に定義することに
ある。 △siを△s1に決定するか△s2に決定するかは、適
時刻ｊにおける量子化幅△jの値に近い方の△siを
用いる。 このため、第１図に対応した△jから△j+1を求
めるにあたり伝送路ビツト誤りに対して強くする
操作、（△j／△si）〓△siをグラフにすると第２図
が得られる。第２図では△s1＜△s2と仮定して記
しており、かつ、第１図に対応する△〓ｊも破線で
示している。第２図から明らかなように（△j／
△si）〓△siのグラフでは、従来の方式では△〓ｊの
グラフが1.0で△１ ｊのグラフと交乂していたもの
が、△s1と△s2の２箇所に交点を平行移動させた
２本のグラフになる。 式(7)を用いると従来と比べ精度よく量子化でき
ることをまず説明する。式(7)は以下の様に変形で
きβが１に近いことと考慮すると、ほぼ式(3)と同
じ適応性を持つていると考えられる。 △j+1＝（△j）〓△（１−〓） ｓｉＭ（ｎj） (7)′ この式は量子化符号に関係した非負の値Ｍ（ｎ
j）を毎標本時刻乗じ、かつ、現在までの量子化
符号に関与した△jを１より小さいβ乗すること
により、過去の値の影響を除いているため、量子
化符号の絶対値を低減フイルタに通す効果に似て
いる。このため、式(7)′は表１のＭ（ｎj）の値よ
りも理解されるように、瞬時に2.4〜0.8倍される
が、量子化される信号のエネルギーを代表する値
と考えられる。 このため、例えば高レベル信号が定常的に入力
されている場合を考えると、第２図△L近辺の△j
が発生する確率が高い。次の標本時刻での量子化
幅を決定する第２図の△j対△j+1／Ｍのグラフを
用いて△j＝△Lを求めると、新しい方法では△
L″、従来の方法では△L′となる。明らかに△L″の
方が△L′より△１ Ｌに近く、このため、新しい方法
では高レベル入力信号に対しても過負荷状態にな
りにくい量子化が実現できる。低レベル信号に対
しては新方式では△s1で△１ ｊと交わるグラフを用
いて、△j+1／Ｍを計算するため、高レベル信号
の場合と同様この場合も従来の方法と比べ大幅な
改善が期待できる。新方式では△j＝1.0の近辺に
おいて従来方式より次の標本時刻での量子化幅の
適応性が劣化するが、劣化の度合は△j＝△Lにお
いて改善された値と比べると遥かに小さく、入力
信号が音声のように、個人差や、同一人であつて
もその時々で音声レベルの変化が激しい信号であ
れば、新方式の適応量子化の方が広い入力信号レ
ベルに対し精度よく量子化できることになる。 新しい量子化方法も伝送路ビツト誤りに強いこ
とは次のようにして理解できる。いま第２図の△
s2において△１ ｊと交わるグラフを用いて次の標本
時刻での量子化幅を決定していたものとし、この
状態で伝送路ビツト誤りが発生したとする。これ
以降においても、第２図の同じグラフを用いて次
からの標本時刻での量子化幅を送受とも決定する
場合は式(5)、式(6)と同様式(7)は 〓△ｊ＋ｌ／〓△ｊ＋ｌ＝（Ｍ（ｎｊ）／Ｍ（ｎｊ）
）〓l-1(8) となり、ｌが増加して行くに従い T△j+lと R△j+
ｌが一致して送受における量子化幅の不一致が解
消できる。 次に△jが（△s1＋△s2）／２近傍にあり、か
つ、この時の伝送路ビツト誤りにより送信側と受
信側で△siが異なつた場合について考える。式
(7)′より、△siが異なつた場合でも量子化符号ｎj
が送受で同一であれば、△j+1に与える効果は小
さい。従つて、量子化符号ｎjが送受で異なつた
場合の△j+1に与える影響は、Ｍ（ｎj）の相異が
支配的で、Ｍ（ｎj）としては表１より0.8から2.4
までの５つの離散値から選ばれる。△jが（△s1
＋△s2）／２の近傍にあり、時刻ｊで送受の間に
Ｍ（ｎj）とＭ（ｎj）の差だけの量子化幅の誤差
が出たとしても、時刻ｊ以降Ｍ（ｎ）の取りうる
値が上記のように0.8から2.4までの粗く量子化さ
れた値を乗ぜられることおよび△s1と△s2の異な
つた量子化基準を用いても大差が現われないこと
から、量子化される入力信号レベルが時刻ｊでの
レベルより高い方向もしくは低い方向へずれると
やがて送受で同一の量子化基準値で量子化幅の決
定を行なうようになるが、この時刻をｊ＋ｌとし
てこの間に送受でどの程度量子化幅が異なるかを
次に述べる。 送信側の量子化幅を Tj、受信側の量子化幅を
Rjとし、時刻ｊでの送信側の量子化基準値を
TDj、受信側の量子化基準値をRDjとする。ただ
し、 TDj、RDj∈｛△s1、△s2｝ (9) である。式(7)′を繰り返し用いると次式が得られ
る。 T△j+l＝△〓ｌ ｊ TＤj〓l-1
幅が一定値に固定されたときの出力信号が常に０
となるような小レベルの場合や出力信号が常に過
負荷を起こすような大レベルの場合にも、量子化
器のダイナミツク・レンジを大きくできる。ま
た、(2)式による適応量が入力信号によく追随して
いるならば(1)式により定められる量子化も精度よ
く行なえる。このような量子化器を伝送装置に応
用する場合は、量子化され伝送された信号は受信
側でも(2)式の演算を行ない、各標本時刻での量子
化幅を再現して ｘj＝ｎj△j＋0.5△j (3) により伝送信号を逆量子化することによりほぼ入
力信号ｘjと同じ大きさの信号＾ｘjを再現できる。
（送信側と受信側における量子化幅△jは、初期値
△０が等しくかつ伝送路に誤りがない状態（つま
りｎjが常に正しく伝送されている状態）が保証
されれば、送受両側で△jに乗ずる乗数Ｍ（ｎj）
が一致し、成立する。） 上記の瞬時適応量子化方法は入力信号を精度よ
く少いビツト数を伝送するのに適しているが、初
期における量子化幅を送信側と受信側とで一致さ
せなければならないこと、また、通常の伝送路に
おいては回線の歪みや熱雑音により伝送路ビツト
誤りが発生することなどの理由により各標本時間
における送信側と受信側との量子化幅が一致しな
い。このような困難を克服する方法については
1975年IEEE発行の「Transactions on
Communications」第1362頁〜第1365頁に詳細さ
れているが、この方法は(2)式を次の(4)式で置き換
えたものである。 △j+1＝△j〓・M′（ｎ） (4) ただし、βは１に近いが１より小の数であり、
M′（ｎ）はＭ（ｎ）と同様ｎにより一意的に定
まる乗数であり、以下簡単化のためＭ（ｎ）と記
す。以上のように修正することにより得た時刻ｊ
での量子化値をｎjと表わすと、(4)式は次のよう
に変形できる。 △j+1＝Ｍ（ｎj）・Ｍ（ｎj-1）〓 ・Ｍ（ｎj-2）〓２……・△p〓j (5) さらに、βを１より小さい数に設定したため、β
kはｋが大きくなるに従い０に漸近する。以上の
事柄より、送信側および受信側での量子化幅を
各々 Rjおよび T△jとすると、初期値が異なつて
いても（ T△０≠ R△０）、量子化符号ｎjは送受
で等しいから時刻ｊにおける送信側と受信側での
量子化幅の比は、 〓△ｊ＋１／〓△ｊ＋１＝（〓△０／〓△０）〓j(6) となり、ｊの増加とともに１に収束する。つま
り、送受での量子化幅は等しくなる。 また、伝送路ビツト誤りが発生した場合も同様
に考えられる。すなわち、時刻j′に伝送路ビツト
誤りが起きた場合、送信側および受信側での次の
標本時刻において乗ぜられる乗数Ｍ（ｎj′）が異
なつてくるため、量子化幅に不一致が生ずる。こ
の場合、時刻j′を改めて初期時刻と定義し直す
と、初期値が不一致の場合と同様に時刻とともに
送信側と受信側での量子化幅が等しくなることが
理解されよう。 しかしながら、従来の伝送ビツト誤りに強くし
たアルゴリズムでは、音声信号のようにダイナミ
ツク・レンジが60dBにも達する信号に対して
は、平均的な信号レベルにおいては問題にならな
いが、大きな信号レベルや小さな信号レベルにお
いては量子化精度の劣化を招くことになる。これ
は、式(2)と式(3)を比べると△jをβ乗するか否か
の違いであり、第１図の△j対△〓ｊのグラフを用
いれば以下のように容易に理解できる。ここで、
β＝１のグラフはβ乗しないことを意味し、Ｍ
（ｎj）を乗ずる事を除けば式(2)の演算に対応す
る。 また、β〓１のグラフはＭ（ｎj）を乗ずるこ
とを除けば式(4)の演算に対応する。いま、信号レ
ベルが定常的に高い場合を考える。この場合、第
１図で△jが△L付近に来ることが多いが、伝送路
ビツト誤りに対して強い性質を持たせたβ乗を行
なう方式では、β乗することにより△Lが△L′ま
で縮められる。（△L−△L′）の差は△Lが大きく
なる程大きくなり、この効果は真に必要となる次
の量子化幅△j+1を計算するにあたり、過負荷状
態を発生する要因となる。このため、信号レベル
の大きいものに対しては符号化精度を劣化させる
ことになる。同様に信号レベルが定常的に低い場
合は第１図において△jが△M近傍に来ることが多
く、この場合△〓ｊを行なうと△M′となり、△Mよ
り大きな値となる。このため、レベルの低い信号
に対しては、次の標本時刻での量子化幅を△〓ｊを
用いて計算すると、量子化幅の適応性が劣化し、
量子化による信号標本値の桁落ちが生じ易くな
り、符号化精度を悪化させることになる。また、
βの値を１に近付けると、高レベルもしくは低レ
ベルの信号に対する符号化精度の劣化を小さくで
きるが、伝送路ビツト誤りに対する送信側および
受信側の量子化幅の不一致が長時間解消されずに
残ることになる。 本発明の目的は伝送路ビツト誤りに対して短時
間で送信側および受信側の量子化幅の不一致を解
消しかつ高レベルおよび低レベル信号に対しても
符号化精度を高く保つ適応量子化・適応逆量子化
方法および回路を提供することにある。 本発明の適応量子化・逆量子化方法は、量子化
基準値と、現在の標本時刻における量子化幅およ
び量子化符号とを用いて適応的に次の標本時刻に
おける量子化幅を決定し、この量子化幅を用いて
適応的に量子化および逆量子化を行なう適応量子
化・逆量子化方法において、複数個の量子化基準
予定値を予め準備し、前記複数個の量子化基準予
定値のうち現在の標本時刻における量子化幅に最
も近い量子化基準予定値を前記次の標本時刻にお
ける量子化幅を決定するときの前記量子化基準値
とすることにより前記量子化基準値を前記量子化
幅に応じて変化させたことを特徴としている。 さらに、本発明の適応量子化器・逆量子化器
は、標本化されデイジタル化された入力信号を被
除数とする除算器と、前記除算器出力を量子化し
て量子化符号を出力する量子化回路と、予め定め
た複数個の量子化基準予定値のうちから前記除算
器の除数信号に応じて１個の量子化基準予定値を
選択し量子化基準値とする手段と、前記量子化回
路と前記除算回路の除数信号と前記量子化基準値
とから次の標本時刻における前記除算器の除数値
を計算し前記除算器の除数端子へ出力する係数発
生回路とを有する適応量子化回路と、標本時刻毎
に前記適応量子化回路から入力される量子化符号
を逆量子化する逆量子化回路と、前記逆量子化回
路出力を被乗数とする乗算器と、前記予め定めら
れた複数個の量子化基準予定値と同じ値を持つ第
２の量子化基準予定値のうちから前記乗算器の乗
数信号に応じて１個の量子化基準予定値を選択し
て前記量子化基準値とする手段と、前記入力され
る量子化符号、前記乗算器の乗数信号、および前
記予め定められた第２の量子化基準値から次の標
本時刻における前記乗算器の乗数値を計算し、前
記乗算器の乗数端子へ出力する係数発生回路とを
有する適応逆量子化回路とから構成されたことを
特徴としている。 次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 まず、本発明の適応量子化および逆量子化方法
を第２図を参照して説明する。 本発明の原理は式(2)または式(4)に対応する次の
標本時刻での量子化幅を次の様に定義することに
ある。 △siを△s1に決定するか△s2に決定するかは、適
時刻ｊにおける量子化幅△jの値に近い方の△siを
用いる。 このため、第１図に対応した△jから△j+1を求
めるにあたり伝送路ビツト誤りに対して強くする
操作、（△j／△si）〓△siをグラフにすると第２図
が得られる。第２図では△s1＜△s2と仮定して記
しており、かつ、第１図に対応する△〓ｊも破線で
示している。第２図から明らかなように（△j／
△si）〓△siのグラフでは、従来の方式では△〓ｊの
グラフが1.0で△１ ｊのグラフと交乂していたもの
が、△s1と△s2の２箇所に交点を平行移動させた
２本のグラフになる。 式(7)を用いると従来と比べ精度よく量子化でき
ることをまず説明する。式(7)は以下の様に変形で
きβが１に近いことと考慮すると、ほぼ式(3)と同
じ適応性を持つていると考えられる。 △j+1＝（△j）〓△（１−〓） ｓｉＭ（ｎj） (7)′ この式は量子化符号に関係した非負の値Ｍ（ｎ
j）を毎標本時刻乗じ、かつ、現在までの量子化
符号に関与した△jを１より小さいβ乗すること
により、過去の値の影響を除いているため、量子
化符号の絶対値を低減フイルタに通す効果に似て
いる。このため、式(7)′は表１のＭ（ｎj）の値よ
りも理解されるように、瞬時に2.4〜0.8倍される
が、量子化される信号のエネルギーを代表する値
と考えられる。 このため、例えば高レベル信号が定常的に入力
されている場合を考えると、第２図△L近辺の△j
が発生する確率が高い。次の標本時刻での量子化
幅を決定する第２図の△j対△j+1／Ｍのグラフを
用いて△j＝△Lを求めると、新しい方法では△
L″、従来の方法では△L′となる。明らかに△L″の
方が△L′より△１ Ｌに近く、このため、新しい方法
では高レベル入力信号に対しても過負荷状態にな
りにくい量子化が実現できる。低レベル信号に対
しては新方式では△s1で△１ ｊと交わるグラフを用
いて、△j+1／Ｍを計算するため、高レベル信号
の場合と同様この場合も従来の方法と比べ大幅な
改善が期待できる。新方式では△j＝1.0の近辺に
おいて従来方式より次の標本時刻での量子化幅の
適応性が劣化するが、劣化の度合は△j＝△Lにお
いて改善された値と比べると遥かに小さく、入力
信号が音声のように、個人差や、同一人であつて
もその時々で音声レベルの変化が激しい信号であ
れば、新方式の適応量子化の方が広い入力信号レ
ベルに対し精度よく量子化できることになる。 新しい量子化方法も伝送路ビツト誤りに強いこ
とは次のようにして理解できる。いま第２図の△
s2において△１ ｊと交わるグラフを用いて次の標本
時刻での量子化幅を決定していたものとし、この
状態で伝送路ビツト誤りが発生したとする。これ
以降においても、第２図の同じグラフを用いて次
からの標本時刻での量子化幅を送受とも決定する
場合は式(5)、式(6)と同様式(7)は 〓△ｊ＋ｌ／〓△ｊ＋ｌ＝（Ｍ（ｎｊ）／Ｍ（ｎｊ）
）〓l-1(8) となり、ｌが増加して行くに従い T△j+lと R△j+
ｌが一致して送受における量子化幅の不一致が解
消できる。 次に△jが（△s1＋△s2）／２近傍にあり、か
つ、この時の伝送路ビツト誤りにより送信側と受
信側で△siが異なつた場合について考える。式
(7)′より、△siが異なつた場合でも量子化符号ｎj
が送受で同一であれば、△j+1に与える効果は小
さい。従つて、量子化符号ｎjが送受で異なつた
場合の△j+1に与える影響は、Ｍ（ｎj）の相異が
支配的で、Ｍ（ｎj）としては表１より0.8から2.4
までの５つの離散値から選ばれる。△jが（△s1
＋△s2）／２の近傍にあり、時刻ｊで送受の間に
Ｍ（ｎj）とＭ（ｎj）の差だけの量子化幅の誤差
が出たとしても、時刻ｊ以降Ｍ（ｎ）の取りうる
値が上記のように0.8から2.4までの粗く量子化さ
れた値を乗ぜられることおよび△s1と△s2の異な
つた量子化基準を用いても大差が現われないこと
から、量子化される入力信号レベルが時刻ｊでの
レベルより高い方向もしくは低い方向へずれると
やがて送受で同一の量子化基準値で量子化幅の決
定を行なうようになるが、この時刻をｊ＋ｌとし
てこの間に送受でどの程度量子化幅が異なるかを
次に述べる。 送信側の量子化幅を Tj、受信側の量子化幅を
Rjとし、時刻ｊでの送信側の量子化基準値を
TDj、受信側の量子化基準値をRDjとする。ただ
し、 TDj、RDj∈｛△s1、△s2｝ (9) である。式(7)′を繰り返し用いると次式が得られ
る。 T△j+l＝△〓ｌ ｊ TＤj〓l-1
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 量子化基準値と、現在の標本時刻における量
子化幅および量子化符号とを用いて適応的に次の
標本時刻における量子化幅を決定し、この量子化
幅を用いて適応的に量子化および逆量子化を行な
う適応量子化、逆量子化方法において、 複数個の量子化基準予定値を予め準備し、 前記複数個の量子化基準予定値のうち現在の標
本時刻における量子化幅に最も近い量子化基準予
定値を前記次の標本時刻における量子化幅を決定
するときの前記量子化基準値とすることにより前
記量子化基準値を前記量子化幅に応じて変化させ
たことを特徴とする適応量子化・適応逆量子化方
法。 ２ 標本化されデイジタル化された入力信号を被
除数とする除算器と、 前記除算器出力を量子化して量子化符号を出力
する量子化回路と、 予め定めた複数個の量子化基準予定値のうちか
ら前記除算器の除数信号に応じて１個の量子化基
準予定値を選択し量子化基準値とする手段と、 前記量子化回路出力と前記除算回路の除数信号
と前記量子化基準値とから次の標本時刻における
前記除算器の除数値を計算し前記除算器の除数端
子へ出力する係数発生回路とを有する適応量子化
回路と、 標本時刻毎に前記適応量子化回路から入力され
る量子化符号を逆量子化する逆量子化回路と、 前記逆量子化回路出力を被乗数とする乗算器
と、 前記予め定められた複数個の量子化基準予定値
と同じ値を持つ第２の量子化基準予定値のうちか
ら前記乗算器の乗数信号に応じて１個の量子化基
準予定値を選択して前記量子化基準値とする手段
と、 前記入力される量子化符号、前記乗算器の乗数
信号、および前記予め定められた第２の量子化基
準値から次の標本時刻における前記乗算器の乗数
値を計算し、前記乗算器の乗数端子へ出力する係
数発生回路とを有する適応逆量子化回路とから構
成されたことを特徴とする適応量子化・逆量子化
回路。 ３ 量子化基準値と現在の標本時刻における量子
化幅および量子化符号を用いて適応的に次の標本
時刻における量子化幅を決定しこの量子化幅を用
いて適応的に量子化および逆量子化を行う適応量
子化・逆量子化方法において、 ２個の量子化基準予定値を予め準備し、前記量
子化基準予定値の小さい方の基準値より少し大き
い第１の閾値と前記量子化基準予定値のうち大き
い値より少し小さい第２の閾値を用意し、現在の
標本時刻における現量子化幅が前記第１の閾値以
下の場合は前記量子化基準予定値の小さい方を量
子化基準値とし、前記現量子化幅が前記第２の閾
値以上の場合は現量子化基準予定値の大きい方を
量子化基準値とし、また現量子化幅が第１および
第２の閾値の間にある場合は現量子化幅を生成す
るのに用いた方の量子化基準値のままに設定する
ことを特徴とする適応量子化・逆量子化方法。 ４ 標本化されデイジタル化された入力信号を被
除数とする除算器と、 前記除算器出力を量子化する量子化回路と、 前記量子化回路出力と前記除算回路の除数信号
と量子化基準値とから次の標本時刻における前記
除算器の除数値を計算し前記除算器の除数端子へ
出力する係数発生回路と、 前記係数発生回路出力の値と予め定められた量
子化基準値選択閾値とを比較して第１および第２
の制御信号を作成する第１の制御回路と、 前記第１の制御回路の第１の制御信号により予
め用意された２個の量子化基準予定値のうち次の
量子化基準値の候補を選択する第１の選択回路
と、 前記第１の制御回路の第２の制御信号により、
前記第１の選択回路出力と前記量子化基準値のい
ずれか一方を選択して次の標本時刻における除数
発生を行うための量子化基準値とする第２の選択
回路とを有する適応量子化回路と、 標本化時刻毎に前記適応量子化回路の出力であ
る量子化符号を逆量子化する逆量子化回路と、 前記逆量子化回路出力を被乗数とする乗算器
と、前記量子化符号、前記乗算器の乗数信号、お
よび予め定められた量子化基準値から次の標本時
刻における前記乗算器の乗数値を計算し、前記乗
算器の乗数端子へ出力する係数発生回路と、 前記乗数信号の値と予め定められた量子化基準
値選択閾値と比較して第３および第４の制御信号
を作成する第２の制御回路と、 前記第３の制御信号により予め用意された２個
の量子化基準予定値のうち次の標本時刻における
量子化基準値の候補を選択する第３の選択回路
と、 前記第４の制御信号により前記第３の選択回路
出力と前記量子化基準値のうちのいずれか一方を
選択し、次の標本時刻における乗数発生を行うた
めの量子化基準値とする第４の選択回路とを有す
る適応逆量子化回路とから構成されたことを特徴
とする適応量子化・逆量子化回路。 ５ 量子化基準値と現在の標本時刻における量子
化幅および量子化符号を用いて適応的に次の標本
時刻における量子化幅を決定し、この量子化幅を
用いて適応的に量子化および逆量子化を行う適応
量子化・逆量子化方法において、 ２個の量子化基準予定値を予め準備し、小さい
方の量子化基準予定値より少し大きい第１の閾値
と大きい方の量子化基準予定値より少し小さい第
２の閾値とを用意し、 現在の標本時刻における現量子化幅が前記第１
の閾値より小さい場合は小さい方の量子化基準予
定値を量子化基準値とし、 前記現量子化幅が前記第２の閾値より大きい場
合は大きい方の量子化基準予定値を量子化基準値
とし、現量子化幅が第１および第２の閾値の間に
ある場合は現量子化幅を生成するのに使用した量
子化基準予定値と異なる量子化基準予定値を量子
化基準値に変更することを特徴とする適応量子
化・逆量子化方法。 ６ 標本化されデイジタル化された入力信号を被
除数とする除算器と、 前記除算器出力を量子化する量子化回路と、 前記量子化回路出力と前記除算回路の除数信号
と量子化基準値とから次の標本時刻における前記
除算器の除数値を計算し前記除算器の除数端子へ
出力する係数発生回路と、 前記係数発生回路の出力の値により予め用意さ
れた２個の量子化基準予定値のうち次の量子化基
準値の候補を選択する第１の選択回路と、 一標本時刻前の量子化基準値と異なる量子化予
定基準値を選択する第１の反転選択回路と、 前記第１の選択回路および前記第１の反転選択
回路の出力を選択する第２の選択回路と、 前記係数発生回路の出力と予め定められた２つ
の閾値との関係より第１および第２の選択回路へ
の制御信号を伝達する制御回路からなり、第１の
閾値より小さい場合は小さい方の量子化基準予定
値を、第２の閾値より大きい場合は大きい方の量
子化基準予定値を、第１と第２の閾値の間に来る
場合は現時刻の量子化基準予定値と異なる量子化
基準予定値を第２の選択回路出力とする適応量子
化回路と、 標本化時刻毎に前記適応量子化回路からの出力
である量子化符号を逆量子化する逆量子化回路
と、 前記逆量子化回路出力を被乗数とする乗算器
と、 前記量子化符号、前記乗算器の乗数信号、およ
び予め定められた量子化基準値から次の標本時刻
における前記乗算器の乗数値を計算し前記乗算器
の乗数端子へ出力する係数発生回路と、 前記係数発生回路の出力の値により前記予め用
意された２個の量子化基準予定値のうち次の量子
化基準値の候補を選択する第３の選択回路と、 一標本時刻前の量子化基準値と異なる量子化基
準予定値を選択する反転選択回路と、 前記第３の選択回路および前記第２の反転選択
回路の出力を選択する第４の選択回路と、 前記係数発生回路と前記予め定められた２つの
閾値との関係より第３および第４の選択回路への
制御信号を伝達する制御回路とよりなり、第１の
閾値より小さい場合は小さい方の量子化基準予定
値を、第２の閾値より大きい場合は大きい方の量
子化基準予定値を、第１と第２の閾値の間の場合
は現時刻の量子化基準予定値と異なる量子化基準
予定値を第４の選択回路出力とする適応逆量子化
回路とから構成されたことを特徴とする適応量子
化・逆量子化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13133881A JPS5833333A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | 適応量子化・逆量子化方法および回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13133881A JPS5833333A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | 適応量子化・逆量子化方法および回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5833333A JPS5833333A (ja) | 1983-02-26 |
| JPS6257134B2 true JPS6257134B2 (ja) | 1987-11-30 |
Family
ID=15055600
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13133881A Granted JPS5833333A (ja) | 1981-08-21 | 1981-08-21 | 適応量子化・逆量子化方法および回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5833333A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6098014A (ja) * | 1983-11-04 | 1985-06-01 | Ohbayashigumi Ltd | 水中コンクリ−ト打設用トレミ−管先端位置測定装置 |
| JPS623849U (ja) * | 1985-06-21 | 1987-01-10 |
-
1981
- 1981-08-21 JP JP13133881A patent/JPS5833333A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5833333A (ja) | 1983-02-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100241498B1 (ko) | 디지털신호 부호화장치 | |
| US3973081A (en) | Feedback residue compression for digital speech systems | |
| JP3141450B2 (ja) | オーディオ信号処理方法 | |
| KR100312664B1 (ko) | 디지탈신호부호화방법 | |
| JP2861238B2 (ja) | ディジタル信号符号化方法 | |
| US4142071A (en) | Quantizing process with dynamic allocation of the available bit resources and device for implementing said process | |
| KR100271553B1 (ko) | 오디오 신호의 고능률 부호화 장치 | |
| US4831636A (en) | Coding transmission equipment for carrying out coding with adaptive quantization | |
| EP0037493B1 (en) | Voice analyzing apparatus | |
| JPH03117919A (ja) | ディジタル信号符号化装置 | |
| JPS6161305B2 (ja) | ||
| US4354273A (en) | ADPCM System for speech or like signals | |
| JPH0435123A (ja) | ディジタル信号符号化装置 | |
| US20160155449A1 (en) | Method and system for lossless value-location encoding | |
| US4386237A (en) | NIC Processor using variable precision block quantization | |
| US4862173A (en) | Method and circuit for carrying out forward and inverse quantization by varying a reference step size | |
| US4571737A (en) | Adaptive differential pulse code modulation decoding circuit | |
| Dubnowski et al. | Variable rate coding of speech | |
| EP1139336A2 (en) | Determination of quantizaion coefficients for a subband audio encoder | |
| JPS6257134B2 (ja) | ||
| JPH0969781A (ja) | オーディオデータ符号化装置 | |
| JPH0252280B2 (ja) | ||
| JPH0267846A (ja) | 音声パケット伝送制御方式 | |
| US6486810B1 (en) | Method and apparatus for continuously variable slope delta modulation coding of signals | |
| JP2507431B2 (ja) | Ａｄｐｃｍ符号化・復号化方法 |