JPS625488B2

JPS625488B2 -

Info

Publication number: JPS625488B2
Application number: JP6089280A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Isobe; Masami Oonishi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1980-05-07
Filing date: 1980-05-07
Publication date: 1987-02-05
Also published as: JPS56157108A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は利得制御装置に関するものであつて特
に低電圧で動作する機器に好適な利得制御装置を
提供せんとするものである。

利得制御装置は一般的には利得制御動作にとも
なう増幅トランジスタの直流動作点の変化がな
く、またこの装置の増幅特性をその利得にかかわ
らず直線に維持できることが望まれているが、こ
の種の装置のダイナミツクレンジが十分にあるな
らば前述した直流動作点の変化が比較的大きくて
も許容される。しかしながらバツテリー駆動の機
器等においては回路の電源電圧が数Ｖ程度と低い
ために上述した如くの直流動作点の変化は利得制
御の有効範囲を著しく制限するのみでなく利得制
御装置の周波数特性をも大きく変化させるために
機器の性能を劣化させる原因となる。本発明に関
係する従来の利得制御装置は、例えば特公昭53―
15355号「可変利得制御回路」に記載されたもの
がある。これは第１図に示すようにトランジスタ
１，２と定電流回路３とで構成された差動増幅回
路および各ベースに接続したダイオード４，５と
定電流回路６とで構成した可変インピーダンス回
路からなりこれらを信号電流源７で駆動し、定電
流源３と６との電流の比を変化させて利得を制御
するものである。回路の出力直流レベルが利得制
御によつて変わらなくするには定電流源３の電流
値を固定し、電流源６のみを可変することにより
実現される。この回路の電流伝送能率η_１は、ト
ランジスタ１および２の電流増幅率をhfeとし、
定電流源３および６の電流値をそれぞれI₃，I₆と
すると、 η_１＝〔１／ｈｆｅ＋Ｉ_６／Ｉ_３〕^-1 で表わすことができる。さらに１／ｈｆｅ≪Ｉ_６／Ｉ_３の条件下においては電流伝送能率η_１は η_１≒Ｉ_３／Ｉ_６とみなせる。従つて所望の利得制御範囲を得るに
はそれに対応した電流変化が定電流源６に生じな
ければならない。通常第１図の信号電流源７は第
２図で示すように抵抗器９と信号電圧源８とで構
成し、負荷側のインピーダンスに比べて抵抗器９
の抵抗値を十分に大きく設定することで実用に供
している。電流源６を変化させてこの回路の利得
を変化させた場合、電流源６の電流変化分Δｉと
第２図で示した信号電流源を形成する抵抗器９の
抵抗Ｒとの積による電圧変化ΔＶがトランジスタ
１および２のベースバイアスの変化となる。例え
ば抵抗器９が数ｋΩであれば1mAの電流変化は
数Ｖの電圧変化を発生させるので電源電圧Vccが
数Ｖ程度と低い場合には使用できない。またトラ
ンジスタのベースバイアスの変化は第１図におい
てはトランジスタ１および２のコレクタとベース
間のPN接合の逆バイアスレベルが一定でなくな
るので既知の接合容量変化が増幅回路の周波数特
性を変化させる欠点となる。特に電流源６の電流
を減少させた場合、すなわちこの回路の利得を増
大させることは増幅トランジスタのベースコレク
タバイアスを減少させるために周波数特性の劣化
を増大させる。このようなことから利得制御装置
では周波数特性を一定に保つこと、あるいは次段
との直流結合を容易にするために増幅トランジス
タの動作点が利得制御動作によつて変化しないよ
うにすることが望まれている。

本発明の利得制御装置では一対のトランジスタ
より構成される差動増幅回路と、この増幅回路の
信号入力電極すなわちベース電極に信号電流を供
給する信号電流源と、前述した差動増幅回路の入
力電極間に並列接続がなされ、前記信号電流源か
らの信号電流を側路するための可変インピーダン
ス回路が少なくともコレクタが共通接続された一
対のトランジスタによつて構成されるとともに、
このトランジスタのベース電流を制御することに
よつて利得が制御されることを特徴としている。
以下、本発明の原理を示した第３図を用いて詳細
に説明するが従来回路例を示した第１図と同じ機
能をもつものについては同符号を附すこととす
る。

第３図においては定電流源３がエミツタ回路に
配置された差動増幅回路を構成するトランジスタ
対１，２の信号入力電極、すなわちベース電極間
に信号電流源７が接続されている。トランジスタ
１および２のベース電極にそれぞれのエミツタが
接続されてなるPNP形トランジスタ１０，１１は
可変インピーダンス回路を構成し、これらのトラ
ンジスタのコレクタ、ベースはそれぞれ共通接続
がなされるとともにベース回路には定電流源６が
配置されている。本発明の目的に対してはこの定
電流源６を可変することによつてトランジスタ１
０，１１のベース電流を変化させ可変インピーダ
ンス回路のトランジスタのコレクタとエミツタ間
のインピーダンスを可変することが有効である。

ここで第３図の如くに接続がなされたトランジ
スタ１０のコレクタとエミツタ間のインピーダン
スZ₁₀と定電流源６の電流I₆との関係について述
べる。

まず接合形PNPトランジスタのコレクタ、エミ
ツタ間飽和電圧をＶ_CE（sat）とすると、このＶ_C
_Ｅ（sat）はで表わされ、さらに飽和領域でのインピーダンス
Z₁₀はであり、これらは既知である。

ここでｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑ
は電子電荷である。またα_Nおよびαｉはそれぞ
れ順方向、逆方向のベース接地電流利得、ｒ_e，
ｒ_scはそれぞれエミツタ、コレクタのバルク抵抗
を示したものでありコレクタ、エミツタおよび、
ベース電流をそれぞれＩ_C，Ｉ_E，Ｉ_Bとしてい
る。上記(2)式は(1)式の第２項と第３項すなわちエ
ミツタとコレクタのバルク抵抗成分が第１項に比
べて小さいために簡略化されており、さらにα
_N／１−α_Nは順方向エミツタ接地電流増幅率hfe
であるのでインピーダンスZ₁₀はとなる。一方トランジスタ１の入力インピーダン
スZ₁はそのエミツタ電流をＩ_E1、電流増幅率を
hfe₁、ベース拡がり抵抗をrbb₁とすると下記(4)式
で表わされる。

Z₁＝rbb₁＋ｋＴ／ｑ・１／Ｉ_Ｅ１・hfe₁ ……(4) 第３図において信号電流源７の信号電流に対し
てはトランジスタ１，２のエミツタ共通接続点お
よびトランジスタ１０，１１のコレクタ共通接続
点にはそれぞれのトランジスタ対が差動的に動作
するので信号電流による電位の変化は生じない。
従つてこれらの接続点を基準電位点とすることが
できる。

本発明による利得制御回路の信号電流伝送能率
η_２は信号電流源の電流をIsトランジスタ１の出
力電流をI₁とすると、 η_２＝Ｉ_１／Ｉ_Ｓ＝（Ｚ_１０／Ｚ_１０＋Ｚ_１）・hfe₁ であり、前述の第(3)式、第(4)式（但し第１項は第
２項に比べて通常省略できるので無視する）を用
いれば次の(5)式で表わされる。（各パラメータに
付した（）内の数は回路図の素子番号を意味す
る）第３図の本発明原理図によれば可変インピーダ
ンス用トランジスタ１０（および１１）のコレタ
タは接地ラインに対して開放（もしくは高抵抗で
接地）されているのでコレクタの直流バイアス電
流は零もしくは極めて微小である。従つてこのこ
とから(5)式は次式のように簡略化されさらにＩ_B(10)は定電流源６の電流I₆の１／２、Ｉ_E ₍₁₎ は定電流源３の電流I₃の１／２であり、また１／ｈ
ｆｅ_（１０）は１―αｉに比べて通常無視できるので伝送能率
η_２は次の(6)式で表わされる。

η_２＝（１／ｈｆｅ_（１）＋Ｉ_６／Ｉ_３・１／１−α
ｉ_（１０））^-1……(6) 本発明における利得制御装置においても従来回
路と同様にトランジスタ１の電流増幅率のばらつ
きの影響を除去するには１／ｈｆｅ_（１）≪Ｉ_６／Ｉ_３・１／１−αｉ_（１０）とすることが必要であり、この条件が満足するな
らば伝送能率η_２は下記(7)式で示される。

η_２＝Ｉ_３／Ｉ_６・１／ｋ ……(7) 但し、ｋ＝１／１―αｉ_（１０）は１以上であり通常
のトランジスタでは３程度である。

すなわち(7)式は増幅トランジスタ１の電流増幅
率のばらつきが回路利得に影響しないようにする
に際して、定電流源３および６の電流比I₃/I₆を従
来回路以上に大きくできることを示している。例
えば定電流源３の電流が従来装置と同じであるな
らば定電流源６の電流を従来の1/kに減少できる
ので実際の回路においては (ア) 増幅トランジスタのベースバイアスの変化が
制限する回路のダイナミツクレンジを、従来の
ｋ倍に拡大できる。

(イ) 所要の利得制御範囲を得るに際して可変イン
ピーダンス回路の電流変化が従来の1/kですみ
従つて増幅トランジスタのベースバイアスの変
化も1/kとなるので回路の周波数特性変化が改
善される。

(ウ) 可変インピーダンス回路の制御電流を従来の
1/kに減少させることができるのでバツテリー
駆動等の機器に好適である。

等の利点がある。上述の説明においては定電流源
３を固定として定電流源６のみを可変とすること
としたが利得制御はこれら電流源の電流比を変え
ることによつて行なわれるものである。従つて定
電流源６，３をそれぞれ固定、可変とすること、
あるいはこれら電流源を既知の方法によつて差動
的に制御すること等ももちろん可能である。

第４図は本発明によつて配置された可変インピ
ーダンス回路を構成するPNP形トランジスタ１
０，１１のベース電流をそれぞれ独立した定電流
源１２および１３で制御するように構成したもの
である。第４図では利得制御が定電流源１２，１
３の電流の和と定電流源３との比を制御すること
によつてなされるが、この実施例によつて提供さ
れる利点は第３図で述べたことに加えてトランジ
スタ１０および１１の電流バランスを改善できる
利点があり特に集積回路に好適である。既知のよ
うにトランジスタのベース、エミツタ順方向電圧
Vbeとエミツタ電流Ｉ_Eとの関係は飽和電流をＩ_s
とすると一般的にはで表わされる。従つてこのような特性をもつ２個
のトランジスタのベースを共通接続して電圧源駆
動をすると次式の如くVbeの差によつて電流比が
大きく異なる。

第３図においては例えば第２図で示した抵抗器
９がエミツタ帰還抵抗として動作するのでVbeの
差による電流比の変化は軽減されるがこのような
効果が十分でないと増幅トランジスタ１，２のベ
ース直流バイアスに差をもたらし、従つてトラン
ジスタ１，２のコレクタ電位の平衡をも損なわせ
ることになる。第４図においてはトランジスタ１
０，１１のベース電流を制御する定電流源１２，
１３が独立であるのでこの電流源を構成するトラ
ンジスタのエミツタ回路にも帰還抵抗を配置する
ことが可能となりこの電流源１２，１３の電流比
を所定値（通常は等しくする）に確保することは
前述した第２図の抵抗器９を２個配置しこれらの
比を確保することよりも集積回路においては経済
的である。

すなわち第４図の一具体構成例を示した第５図
を用いて説明すると、ベース電極に信号電圧源Ｖ
_sが接続されたトランジスタ７１，７２はエミツ
タホロワであり、それぞれのエミツタ電極は等価
信号電流源を構成する抵抗器７３，７４を介して
差動対トランジスタ１および２のベースに接続が
なされている。これらの抵抗器７３，７４の抵抗
値はトランジスタ１，２および１０，１１の入力
インピーダンスに比べて十分に大きく選定され通
常数ＫΩ以上である。一方定電流源１２，１３を
構成するトランジスタ１２１，１３１のエミツタ
帰還抵抗１２２，１３２は通常数百Ω以下で実用
上は十分である。集積回路における抵抗の相対精
度の改良を既知の拡散面積の増加によつて行なう
場合に第４図の構成が有効なることが理解されよ
う。

この第４図の構成においても第３図の説明で述
べたと同様に定電流源１２，１３および３の制御
方法を適宜選択できるが定電流源１２および１３
を可変とする場合にはこれらの電流の変化は同一
となるように設定することが望ましい。

第６図は本発明の他の構成例を示したものであ
りNPN形トランジスタ１０′，１１′で可変イン
ピーダンス回路を構成している。NPN形トラン
ジスタの飽和インピーダンスも前述した第２式の
−符号が＋に変わるのみであり回路の電流伝送能
率はPNP形の場合と同様であるので詳細な説明は
省略する。第６図においてはトランジスタ１
０′，１１′のベース電流制御による増幅トランジ
スタ１，２のベースバイアスの変化がPNP形の場
合と逆方向である。従つて定電流源６′のみを単
独に制御する場合は、利得の増加は増幅トランジ
スタ１および２のベースバイアスを低下させてコ
レクターベースバイアスを増加させるので既知の
ミラー効果による周波数特性の劣化を減少させ
る。また定電流源６′と３′を差動的に制御する場
合には増幅トランジスタのコレクタ電極とベース
電極のバイアスの変化方向が同一方向であり、従
つて周波数特性の劣化が改良される利点が新たに
提供される。

本発明は上述したように可変インピーダンス回
路を少なくとも２個のトランジスタで構成しこの
トランジスタのコレクターエミツタ間の飽和イン
ピーダンスをベース電流を可変もしくは設定する
ことにより回路の電流伝送能率を制御するように
したものである。説明においてはこれらのトラン
ジスタのコレクタを接地電位あるいは電源に対し
て開放状態として示したがこれらの条件に限定さ
れない。例えばPNP形トランジスタを用いる場合
には接地ラインとの間に、またNPN形トランジ
スタの場合には電源ラインとの間に抵抗器を配置
して制御感度を変えること等はもちろん可能であ
る。また本発明によつてもたらされる種々の利点
は集積回路への応用のみに限定されるものではな
く個別のトランジスタで回路を構成する場合にも
同様に性能を改善できるものであり実用価値が極
めて大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の利得制御装置の例を示す構成
図、第２図は電流源の等価回路図、第３図は本発
明の利得制御装置の原理を説明するための構成
図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図、
第５図は第４図の実施例の具体構成を示す回路
図、第６図は他の実施例を示す構成図である。１，２……差動増幅回路を構成するトランジス
タ、３……定電流源、６……電流源、７……信号
電流源、１０，１１……可変インピーダンス回路
を構成するトランジスタ。

Claims

【特許請求の範囲】１ベース電極を入力端子とし、エミツタ電極を
共通接続してなる少なくとも第１、第２のトラン
ジスタより構成してなる差動増幅回路と、前記入
力端子にエミツタ電極をそれぞれ接続するととも
にコレクタ電極を共通接続して少なくとも第３、
第４のトランジスタを含んでなる可変インピーダ
ンス回路とを有し、前記入力端子間に信号電流源
を接続し、前記エミツタ共通接続点を第１定電流
源に接続するとともに可変インピーダンス回路を
構成するトランジスタ対のベース電極にこれらの
トランジスタのベース電流を制御するための第２
の定電流源を接続して、前記第１、第２定電流源
の何れか一方、もしくは両方が前記差動増幅器の
利得を変化させるために制御されることを特徴と
する利得制御装置。２前記可変インピーダンス回路を構成するトラ
ンジスタ対のベース電極を共通接続するととも
に、該接続点を第２の定電流源に接続してなる特
許請求の範囲第１項記載の利得制御装置。３前記第２定電流源が第３、第４定電流源によ
つて構成されるとともに、前記可変インピーダン
ス回路を構成するトランジスタ対のそれぞれのベ
ース電極を前記第３、第４定電流源にそれぞれ接
続するとともにこれら第３、第４定電流源と前記
第１定電流源の電流比によつて利得を制御してな
る特許請求の範囲第１項記載の利得制御装置。４前記可変インピーダンス回路を構成するトラ
ンジスタ対をNPN形トランジスタで構成してな
る特許請求の範囲第１項記載の利得制御装置。