JPS6251319A - モデム受信機における利得調節方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電話回線でデータを伝送するためのモデム、
さらに具体的にいえば、受信機の初期訓練段階中にかか
るモデムで利得を迅速に得るための方法に関するもので
ある。

〔従来技術とその問題点〕

電話網または電話回線でデジタル・データを伝送するに
は、モデムの使用が必要である。送信側モデム中で搬送
信号がデータで変調される。受信側モデム中では、この
信号が復調されて元のデータを復元する。

伝送チャネルでひずみが導入されるため、モデム受信機
では、シンボル間干渉を補償するために等化器を使用し
ている。各伝送毎に、入力増幅器と等化器を、そのチャ
ネルの現伝送特性を反映するように設定しなければなら
ない。その上、搬送波の同期化とシンボルのタイミング
の回復を行わなければならない。

実際のデータ伝送前にモデム受信機のパラメータを設定
するため、送信機と受信機の両方がそのエレメントを知
っている、いわゆる訓練シーケンスを送る。次に受信し
た訓練信号からチャネル特性を引き出すことができ、受
信機が初期利得設定、等化器の訓練、シンボルの同期化
、および搬送波の位相と周波数の獲得を行なえる。

受信機入力部の信号レベルは、受信機の訓練前にはモデ
ム受信機にわかっていない。したがってその信号レベル
を受信機が測定し、すべての信号値がこれらの信号値を
処理する装置が受は入れできる範囲内に保たれるように
、すなわちアナログ−デジタル変換器中での信号のクリ
ッピングおよび受信機のフィルタまたは等化器中での上
位桁あぶれや下位桁あぶれが防止されるように、受信機
の入力増幅器の利得を設定しなければならない。

複数の増幅器、たとえばアナログ−デジタル変換の前に
アナログ入力増幅器、その後にデジタル増幅器を使用す
る場合、両方の利得を設定しなげればならない。

訓練シーケンスの使用は、たとえば米国特許第４０８９
０６１号に記載されている。この先行技術の参考文献に
記載されているシステムでは、周期的訓練信号、すなわ
ち周期的に短い基本シーケンスを操シ返す信号を使用し
ている。

ある種のモデム受信機では、入力信号用のアナログ・プ
ログラマブル利得増幅器（ＰＧＡ）とデジタル化サンプ
ル用のデジタル増幅器の２個の増幅器を使用している。

”ＩＢＭテクニカル・ディスクロジャ・プルテン”１９
８４年１２月号の１０゜３７２２の所載のガランド（Ｇ
ａｌａｎｄ）等の論文パプログラマブル利得増幅器（”
Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅｇａｉｎ　　ａｍｐｌｉｆｉ
ｅｒ’　）および”ＩＢＭテクニカル・ディスクロジャ
・プルテン”　１９８５年２月号の）ｐ、５４５６に所
載のＣ，クチュリエ（ｃ。

Ｃｏｕｔｕｒｉｅｒ　）等の論文”プログラマブル利得
増幅器の改良”（’Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　　ｇａ
ｉｎａｍｐｌｉｆｉｅｒ　　ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ”
）には、ＰＧＡの若干の特徴が記載されている。２つの
増幅器を組み合わせて使った既知のモデム受信機では、
訓練信号の受信前に各増幅器の利得を妥協値に設定し、
その後に受信予備試験信号の実際レベルを測定した。そ
の後に利得を適切な値に変更して、等化器訓練信号の受
信を開始した。フィルタと等化器の遅延線に既に蓄積さ
れていた初期試験信号のサンプルは、等化器の訓練には
使えないため１、　　　　　　　この利得調整後に虐棄
された。この方法では、モデム受信機の訓練中に望まし
くない遅延が生じ、モデム始動時間が長くなる。

モデム時受信機の訓練で極めて重要なのは、訓練操作に
要する時間である。とくに、制御モデムが様々な従属モ
デムから短いメツセージを数多く受は取る分岐式ポーリ
ング・システムでは、受信機は、各メツセージ毎に異な
る電話チャネルの特性に適合しなければならない。した
がって、モデム受信機を訓練するために要する時間が、
データ・スループットに対して大きな影響を及ぼす。同
様に、半二重伝送で作動するとき、受信モデムの始動時
間がターンアラウンド遅延の大きな部分を占める。

〔発明の目的〕

データ・モデム受信機で訓練段階中に利得を迅速に設定
するだめの方法を提供することが、本発明の一目的であ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

上記の目的を達伐するため、本発明の方法は、　　　′
サンプル・バッファ、フィルタ、および等化器を頭に含
み、２個の増幅器を含むモデム受信機において、バッフ
ァ、フィルタおよび等化器釦含まれるサンプルのエネル
ギに応じて総利得係数を決定　　′し、決定された総利
得係数が実現されるように２個の増幅器の利得を調節す
ることをもたらす。その後のステップで、バッファ、フ
ィルタ、および等化器に既に含まれている、以前の利得
係数に対応するサンプルが新しく選択された総利得係数
に応じて変更（再スケール）され、したがってサンプル
を棄てなくてよい。

〔実施例〕

（１）発明の概念 本発明の迅速な利得獲得手段は、下記の原理にもとづく
ものである。入カパツファ中の信号サンプルのピーク値
と、受信機のフィルタおよび等化器中のサンプルの平均
エネルギから、増幅器の利得を変更しなければならない
かどうか決定する。

新しい総利得係数を決定し、迅速な減少が必要な場合は
大ステップで、また両方向（増加または減少）での微細
調節には小ステップで利得を変更する。既に蓄積されて
いるどのサンプルも撥棄しない。迅速な初期利得変化に
もかかわらず、信号のどの部分も失われず、完全な訓練
信号が殆めからモデム訓練に寄与するように、使用可能
なすべてのサンプルを利得変化に応じて再スケールする
。

総利得の２個の増幅器への分配は、総利得の調整後に別
個に行ない、各増幅器をその最適範囲に保つ。この場合
も、利得分配操作で総利得は一定に保たれるため、信号
のどの部分も失われない。

（２）受信機の構造と編成 本発明を用いた音声帯域データ・モデム受信機を示した
第１図のブロック・ダイアグラムを参照する。回線イン
ターフェース１１を経て受信された信号は、帯域外雑音
を除去し、偽情報の生成を防止するためにアナログ帯域
フィルタ（ＢＰＦ）１３でろ波され、次にアナログ−デ
ジタル変換器（ＡＤＣ）１７中でμ／Ｔの割合で（典型
的な場合、μ；４または６）サンプリングされる。ＡＤ
Ｃ１７のサンプリング時間は、受信信号から引き出され
る。サンプルはデジタル増幅器１９中で利得Ｇ２を掛け
られてから、μサンプル分の容量を有するバッファ２１
に入り、そこからヒルベルト・フィルタ２３に転送され
る。利得は、あとで説明するＡＧＣ（自動利得制御）１
機構で制御される。

ヒルベルト・フィルタで複素帯域信号が再構成された後
、線２５上にα／Ｔの速度で現われる複素信号サンプル
（ａ、）は、適応等化器２７に送られる。この等化器は
、Ｎ個の複素係数がＴ／α間隔で配置されている。ただ
し、典型的な場合、α＝２である。等化器２７の出力が
サンプリング手段２９で１／Ｔの速度でサンプリングさ
れて、サンプル［鞘）が得られる。搬送波位相回転回路
３１中で周波数のオフセットと搬送波位相ジッタが補償
された後、サンプル（２，）はシンボ相央定回路３３に
入シ、そこで復元シンボルｒａ’ａが生成される。次に
シンボル・デコーダ３５が復元シンボルを対応するに個
の２進デジツトに写像し、それがデスクランブラ３７中
でデスクランブラされる。データ・ビットは受信機の出
力線３９上にに／Ｔの速度で解放される。

本発明を実施するため、モデム受信機は、自動利得制御
部（ＡＧＣ）４１を備えている。これは、とくに利得計
算手段４３を含んでいる。利得計算手段４３は、サンプ
ル転送回路４５ならびに線４７．４９および５１を経て
、バッファ２１、ヒルベルト・フィルタ２３および等化
器２７の各出力タップに接続されており、それらからサ
ンプルを受取る。利得計算手段４３は、（必要な総利得
を表す）現利得値Ｇを利得平衡手段５３に送シ、利得平
衡手段５３は、線５５および５７上を経てそれぞれアナ
ログＰＣＡ１５およびデジタル増幅器１９に、利得値Ｇ
１およびＧ２を与える。利得計算手段４３は、また利得
訂正係数Ｓをスケーリング手段５９に送る。スケーリン
グ手段５９も、サンプル転送回路４５並びに線４７，４
９及び５１を経て、ソレソれバッファ２１、ヒルベルト
・フィルタ２３及び等化器２７に接続されておシ、それ
らとサンプルをやシとシする。具体的には、これらの装
置から抽出されたサンプルは、スケーリング手段５９中
で係数Ｓを掛け、次にそれらの装置に戻される。このス
ケーリング係数Ｓは、特定の実施例では、利得平衡手段
５３で総利得Ｇを調整するために、利得平衡手段５３に
も送ることができる。利得計算手段５４′３は線６１を
経て基準信号Ｒ１たとえば、デジタル利得の名目値Ｇ２
Ｎ０ＭあるいはアナログＰＧＡ用の使用可能利得係数Ｐ
Ｇを利得平衡手段５３に迭ることができる。

データを送信する前に、モデム送信機は、周期的訓練信
号を送る。この信号のシンボル（ｂｋ）は振幅が一定で
あシ、したがって利得獲得が容易になる。また周期的等
化ができるように、訓練信号は、平らな振幅スペクトル
である。この２つの特性をもつ訓練シーケンスは、定振
幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスと呼ばれ、上
記の米国特許第４０８９０６１号に記載されている。

受信モデム信号は、チャネル雑音を１０ｄＢ以上上回る
が、受信レベルは電話回線の仕様に応じて４３ｄＢの範
囲で変動することがあシ得る。したがってモデム信号が
ない場合、受信機の総利得Ｇ＝ＧＩＸＧ２は、最大感度
が得られるような大きさでなければならない。アナログ
−デジタル変換器１７による振幅クリッピングおよび受
信機の他の処理段階での算術桁あぶれを防止するだめに
、入力訓練信号に応じて、利得を非常に迅速に減らさな
ければならないことがある。ＡＧＣ操作は、訓練信号の
全体が受信されるまでに等止器遅延線中の信号エネルギ
がその目標値で安定化するように、利得Ｇを調節する。

（３）迅速な利得獲得 第１図のモデム受信機中で、速度μ／Ｔでサンプリング
した後の受信訓練信号は、次の形をとる。

ｕｎ＝ｕ（ｎ　　μ／Ｔ） ＝　ＧＩ　Ｇ２　Ｒｅ（にｈ、ｂ’ｎ、）、　ｊ２　ｗ
ｍｔ　ｎ　’ｌ”／ａ　）　＋Ｗｎ（１）ｎ　＝　０．
１．２・・・・・・ ただし、（ｎ−ｉｎ−１）　　ａ＝ｏの場合ｂ′ｎ−１
＝ｂｋ（ｋ＝（ｎ−１）μ）、そうでない場合は”ｎ−
１＝０である。すなわち、周期的ＣＡＺＡＣ訓練シーケ
ンスのシンボル（ｂｋ）Ｋは、μ−１個のゼロが介在し
ている。信号エレメントｈ。

は、ヒルベルト・フィルタ２３の入力部までの伝送シス
テムの全複合応答を表し、Δｆは周波数オフセット、Ｗ
ｎは付加雑音を示す。

迅速な利得獲得中にアナログ利得Ｇ１とデジタル利得Ｇ
２の両方を制御しなければならないかどうかは、主とし
て受信モデム信号の振幅範囲とアナログ−デジタル変換
器１７０分解能によって決まる。Ｇ１を一定にしてＧ２
のみを調節するには、必要な４３　ｄＢの振幅範囲をカ
バーし、なお正確な信号表現のために充分な有効ビット
（≧７ビツト）を持つために、少くとも１４ビツトのア
ナログ−デジタル変換器が必要である。

アナログ−デジタル変換器の分解能が１４ビツト未満の
場合、アナログ−デジタル変換器の入力部で充分な振幅
レベルを維持するために、受信機の始動中および恐らく
データ受信中もずつと、アナログ利得Ｇ１を適応設定し
なければならない。

通常はＰＧＡ１５の利得は、２倍ずつしかステップでき
ず、したがって受信信号レベルの微細調節はＧ２を使っ
てデジタル的に行なわなければならない。Ｇ１を制御す
るとき、アナログ前端部とデジタル処理の間の固有遅延
を考慮に入れなければならない。以下のＡＧＣ操作につ
いての説明では、Ｇをその成分Ｇ１とＧ２に分割するこ
とは独立した特徴であると考え、第４節に回すことにす
る。

ここでは総利得Ｇ＝ＧＩＸＧ２が第１に重要なパラメー
タである。

受信機の始動中、利得の迅速な調節は、３段の制御ステ
ップで実施される。

（１）バッファ２１（Ｐ）中のμ個の新信号サンプルの
ピーク方形振幅値を、後続サンプルのクリッピングまだ
は桁あぶれが生じないようにするレベル５２未満に保持
する。　（２）ヒルベルト・フィルタ２３の遅延線（Ｕ
）中の平均信号エネルギを、分相器出力の計算中に算術
桁あぶれを防止するのに充分な小ささの値ＬＵ未満に留
まるように制御する。　（３）等止器２７の遅延線（Ｘ
）中の平均エネルギを、受信信号を後で処理するための
精度要件を充たすように選んだ目標レベルＬｘに合わせ
て調節する。

固定小数点演算の環境では、信号処理装置のデータＩ贋
をＢピットとしたときに、信号値を２Ｂ−１の分数とし
て表わすのが適切である。受信機チェーン中の信号レベ
ルは、等止器中の予想信号振幅Ｅ（１，１）およびヒル
ベルト・フィルタ中の予想信号振幅Ｅ（ｌｕＩ）が次式
のようになるように調節する。

Ｅ（ｌｘｌ）＝　２Ｅ（Ｉｕｌ）＝　１／ｒ　　　　　
（２）ただし、典型的な場合ｒ　＝　４である。これは
、桁あふれに対する充分な余裕を残し、ヒルベルト・フ
ィルタ中の信号のより大きなばらつきを考慮に入れたも
のである。したがって、重要な３つの目標エネルギ・レ
ベルは次式のようになる。

Ｌ　　＝　Ｅ（Ｉｕｌ　　）２＝　１／（２ｒ）”　　
　　（３）Ｌ　　＝　μ・Ｅ（Ｉｕｌ）２＝　μ／（２
ｒ）２（４）Ｌ　　＝　α−ＥｒｌＸＩ）２＝　ａ／ｒ
２　　　　　（５）各シンボル間隔Ｔで遅延線ＵとＸ中
の平均信号エネルギが決定される。遅延線Ｕは数シンボ
ル間隔分（典型的な場合、Ｌ／μ＝６・・・・８）しか
ないので、ヒルベルト・フィルタ中の平均エネルギを推
定するために単極低域ろ波を開用する。

ただし、ｅ　は１／１６が適当である。等止器は、典型
的な場合、Ｍ＝Ｎ／α＝２０・・・・４０のシンボル間
隔の情報を含み、よシ正確な平均算出が必要である。等
止器の遅延線に出入シする信号エネルギを加算および減
算すると満足できる結果が得られる。

ただし、−＝α−β α＝　１　／（１−（１−−）Ｍ）　　　　（８）β：
”　（１ｇ　２　）Ｍ 適当な−２の値は、１１５１２・・・・１／２５６であ
る。

シンボル間隔Ｔ毎に一度、バッファ２１中のピーク方形
振幅値と推定エネルギ（６）および（７）が、それぞれ
ＬＰ％ＬＵ、ＬＸと比較され、利得を調整するための訂
正係数Ｓが引き出される。入力信号のクリッピングおよ
び算術桁あぶれが起こるとその後の処理にとって破滅的
なので、信号レベルの増加には極めて迅速に反応するが
、信号レベルの減少には中程度の速さでしか反応しない
ように、利得調整をチューニングする。したがって、バ
ッファ２１中のピークが大きすぎる場合、Ｇは２の倍数
（＝−６ｄＢ）だけ瞬間的に減少し、バッファ２１中の
ピークが小さすぎる場合は、即時アクションは起こらな
い。同様に、ヒルベルト・フィルタ２３のエネルギが限
界３×ＬＵを越える場合にだけ、利得Ｇが固定量６　ｄ
Ｂだけ減少する。等止器の信号レベルを目標エネルギＬ
ｘの付近で安定させるためのＧの微細調整は、他のどち
らの利得減少も最近開始されなかった場合にのみ、１−
ｄＢステップで実施される。

粗スケーリング（すなわち、Ｓ＜Ｏ，Ｓ）を行なった後
、次のＤシンボル間隔中（適当な遅延カウントは、たと
えばＤ＝８）微細スケーリングが抑制される。この微細
スケーリングの減少によって、信号サンプルのよシ高い
数値精度が維持されるだけでなく）丸め誤差を生成しが
ちな固定小数点乗算が減るため、大きな振幅変化の期間
中の不必要な利得変動も防止され、そのため利得獲得過
程が速くなる。新しい利得値Ｇが実施限界の外側にはみ
出した場合、レベル調節は禁止される。

ここで説明している実施例では、総利得Ｇの変更はまず
ＰＧＡのアナログ利得Ｇ１をそのｔ″！にしておいて、
デジタル利得Ｇ２だけを変更することにより行われる。

続いて第４節で説明するスワップ操作で、２つの利得Ｇ
１と０２間に総利得Ｇを正しく分配する。

利得が変化すると（したがってＳ、＝’１．０）、既に
ヒルベルト・フィルタおよび等止器の遅延線にて受信さ
れている信号サンプルは虐棄されず、訂正係数Ｓがそれ
に掛けられる。このため、以前に獲得されたサンプルは
、それが更新された利得値で受信されたかのようにみえ
、信号処理を中断なしに継続することができる。

次に、　遅延線（バッファ、ヒルベルト・フィルタ、等
止器）に含まれるサンプルのエネルギに応じてモデム受
信機中の利得を初期設定し調節するための手順を簡単に
説明する。この手順の流れ図を第２図に示す。利得変化
と再スケーリング操作の詳細については、第３図に示す
。この手順は、各シンボル間隔Ｔで１回実行される。な
お、これらの流れ図において、「Ｙ」は肯定を示し、「
Ｎ」は否定を示している。

（ａ）３本の遅延線の目標エネルギ・レベルＬＰ。

ＬＵ及びＬＸならびに訂正係数１１及び＃２の値を定義
する。手順の始めに、利得Ｇに対する訂正係数をＳ　＝
　１．０に設定する。

（ｂ）　　遅延線ＵとＸに含まれるサンプルｕｉとガを
使って、式（６）とくハに従って両方の遅延線中の平均
エネルギＵ　　　とＸ　　　を求める。これらａｖｇ　
　　　　　　ａｖｇ の適当な初期値（たとえば、遅延線のクリアによるゼロ
設定）を始めに選択する。

（Ｃ）バッファ２１中のサンプルｐ１を使って、すべて
の値ｐ２　を計算し最大値ｐ　　　を選択１ｍ　ｌＬ！ して、ピーク方形振幅値を決定する。

（ｄ）　　ピーク値ｐ２　　を目標値ＬＰと比較し、ｍ
ａｘ それが４ＬＰ以上の場合、訂正係数Ｓをステップ毎に０
５倍ずつ減少し、各ステップ毎にピーク［直ｐ　ｍａｘ
を０．２５倍ずつ減少する。目標値に達すると、現訂正
係数を使って利得Ｇを変更し、遅延線Ｐ、Ｕ、Ｘ中の全
サンプルを再スケールする。

遅延カウントをＩ）＝１３に設定し、次のシンボル間隔
で再度手順を開始する。

（ａ）　　ステップ（ｄ）の初めに、バッファのピーク
・エネルギ値ｐ２　　　が既に目標値以下であった場ａ
ｘ −ｕ２ ゜％　　　ａｖｇを目標値ＬＵと比較して、ヒルベルト
・フィルタ中の平均エネルギをチェックする。

それが３ＬＵよシも大きい場合、訂正係数をＳ二０．５
に設定する。次にこの訂正係数Ｓを使って、利得Ｇを変
更し、遅延線Ｐ、Ｕ％Ｘ中の全サンプルを再スケールす
る。遅延カウントをＤ＝８に設定し、次のシンボル間隔
で再び手順を開始する。

（ｆｌ）・　ステップ（ｅ）の始めに、ヒルベルト・フ
ィルタ中の平均エネルギが既に目標値以下であった場合
、それを目標値ＬＸよシそれぞれ０．７５ｄＢだけ高い
値１．１９ＬＸおよび低い値０．８４ＬＸと比較して、
等止器遅延線中の平均エネルギをチェックする。その結
果に応じて、訂正係数をＳ＝０゜８９（１，００ｄＢだ
け減少）、またはＳ＝１．１２（１，ｏｏｄｎだけ増加
）に設定し、あるいはＳ＝１．０のままにする。

（ｆ２）　　訂正係数がＳ　＝　１．０のままである場
合、この手順は終了し次のシンボル間隔で新しい手順を
開始する。訂正係数が変更された場合、現遅延カウント
Ｄがゼロよシ大きいかどうかテストする。

それがゼロよ）も大きい（利得係数の最近の粗い変更を
示す）場合、それを１だけ減らして、この手順は終了し
、（ｓ＝ｉ、ｏに設定した後に）次のシンボル間隔で新
しい手順を開始する。しかし、遅延カウントが既にゼロ
に達している場合は、利得係数Ｇに訂正係数Ｓを掛けて
微細調整を行い、遅延線Ｐ、Ｕ、Ｘ中の全サンプルを係
数Ｓで再スケールする。これで手順は終了する。

（ｇｌ）　　ステップ（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）の最後で
行われる利得調節操作は、次のようにして行われる（第
３図参照）。利得係数Ｇに訂正係数Ｓを掛け、結果とし
て得られるＧの新しい値（ＳＸＧ）がなお２つの目標値
ＧｍａｘとＧｍ１ｎの間にあるかどうかテストする。新
しい利得係数は、それがこの２つの目標値の間にある場
合だけ有効となシ、それ以外の場合は、元の利得係数が
維持され、再スケールは行われない。

（ｇ２）要するに、この実施例では、総利得Ｇの調節は
、まず５ＸＧ２が新たなＧ２となるようにデジタル利得
Ｇ２を調節することによって実施される。したがって、
訂正係数Ｓが、利得平衝手段５６に転送され、そこでＧ
２が上記のように調節される。（その直後に、第４節で
説明するようにして総利得が０１と０２に分配される）
。

（ｈ）　　ステップ（ｄ）、（ａ）、（ｆ）の終シで（
ただし、利得Ｇが実際に１ではない係数Ｓで変更された
場合のみ）行われる再スケーリング操作は、次のように
行われる。６つの遅延線Ｐ％ＵおよびＸ中の各値ｐｉ　
ｓ　　町ｓ　ｘｉに現訂正係数Ｓを掛け、その後で２つ
の平均エネルギ値Ｕ　　　とｘ２”Ｖｇ　　　ａｖｇに 係数８２を掛けることによシそれらを再スケールする。

この実施例では、この手順のステップ（ａ）〜（ｇｌ）
は、実際に利得変更とスケーリング操作が行われる場合
以外は、利得計算手段４５で実行され、ステップ（ｇ２
）の実際の利得変更とステップ（ｈ）のスケーリング操
作は、第１図に示したスケーリング手段５９で実行され
る。

上記の機構は、ＣＡＺＡＣ訓練信号を受は取ると、到来
信号を歪ませずに迅速な利得調節を実施する。このため
、正確な信号獲得が保証され、等化器遅延線が訓練信号
の完全な期間で充填されるとすぐに、目標エネルギ・レ
ベルＬＸが確立される。このように、ここに示すＡＧＣ
機構は、上記の米国特許第４０８９０６１号に記載され
ているような迅速始動技術を用いたモデム受信機によく
適している。

（４）利得の制御とスワツピング 上記で説明したＡＧＣ手顆は、ＩＥＥＥＰｒｏｃｅｅｄ
ｉｎｇｓ　ＩＣＡＳＳＰ８４の１６．２゜１〜１６．２
．４頁に所載のウンガープツク（Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋ
）　　外の論文”５Ｐ１６信号処理装置”　（”Ｔｈｅ
　　ＳＰ　１６ｓｉｇｎａｌＰ　ｒ　ｏ　ｃ　ｅ　ｓ　
ｓ　ｏ　ｒ　”　）　　に記載されているようなＭＳＩ
−ＴＴＬ技術で作成されたプログラマブル信号処理装置
を使って実現された。２４００ボーのモデムに組み込ま
れた。モデム受信機は、Ｎ＝６４Ｔ／２の等間隔の係数
をもつ長さ３２Ｔの適応等止器と、長さ６Ｔでタップ数
が２４のヒルベルト整合フィルタを使用している。アナ
ログ−デジタル変換器は、オーバーサンプリング係数μ
＝４に対応する毎秒９６００サンプルの速度で作動する
。

ＣＡＺＡＣ訓練シーケンスの期間は、３２シンボル間隔
である。このモデムでは、２０ミリ秒という短い始動時
間が実現される。

モデム受信機のアナログ−デジタル変換器は、振幅分解
能が１２ビツトしかない。ダイナミック・レンジを広げ
るため、５つのプログラマブル６−ｄＢステップ（ＰＣ
＝０〜４、得られる増幅は０〜２４ｄＢ）を備えたＰＧ
Ａ（プログラマブル利得増幅器）を設けである。アナロ
グ前端部は、ＰＧＡをＯｄＢ増幅（ＰＧ＝Ｏ１Ｇ１＝１
）に設定した場合にＯｄＢｍの最大入力レベルに適応で
きるように設計されている。この場合、到来信号をアナ
ログ−デジタル変換した結果のデジタル表現は、アナロ
グ−デジタル変換器の１２ビツトの分解能を完全に利用
している。Ｇ１＝１を固定したままにして、第３節で説
明したＡＧＣ手順をデジタル利得Ｇ２の調節のみに適用
すると、定常状態で、等止器中の信号エネルギが目標ぴ
ったりになる。入力レベルが小さくなると、ますます大
きな定常状態値Ｇ２で補償される。このため、ＰＧＡに
よる増幅が６ｄＢ（ＰＣ＝１、Ｇ１＝２）以上までステ
ップされない限り、最終的に受信信号の非常に粗いデジ
タル表現が得られる。

必要なＧ１の調節は、利得平衡手段５３で実行される利
得平衡手段を用いて、第３節で説明した連続的な自動利
得制御によって実現される。これは、Ｇ２がその設計値
Ｇ２　　　から充分に離れているＯＭ とき、デジタル利得Ｇ２とアナログ利得Ｇ１の自動的６
スワツピングを実行する。シンボル間隔Ｔ毎に一回、下
記の手順が実行される。この手順の流れ図を第４図に示
す。

デジタル利得Ｇ２をその名目値の２倍２ＸＧ２ＮＯＭお
よび名目値の半分０．５　Ｘ　Ｇ　２　　　　と比較す
る。

ＯＭ さらに、アナログ利得Ｇ１がその最低値Ｇ１＝１よシ上
か、または最高値Ｇ１＝＝１６よシ下かどうか判断する
。デジタル利得Ｇ２が２ＸＧ２ＮＯＭ以上で、アナログ
利得Ｇ１がまだその最高値に達しない場合、Ｇ２を０．
５倍に減少し、Ｇ１を２倍に増加する。デジタル利得Ｇ
２がＱ、　５　Ｘ　Ｇ　２　Ｎ　ＯＭ以下で、アナログ
利得Ｇ１がまだその最低値に達しない場合、Ｇ２を２倍
に増加し、Ｇ１を０．５倍に減少する。その他のすべて
の場合では、スワツピングを実施しない。すなわち利得
分配は変更されない。これを下記の表１に示す。ＰＧ％
Ｇ１およびｄＢの関係は表２の通シである。表１におい
てｒＮＯＭＪはＧ２　　　を表わす。

ＯＭ 表１ 表２ ＰＧＡは、増幅範囲Ｇ＝１・・・・１６をカッく−する
５つの６−ｄＢステップ（０，６，１２，１８及び２４
　ｄＢ内でしか調節できないので、受信信号レベルの変
動がそれよりも大きいと、利得Ｇ２が吸収しなければな
らない。

ＰＧＡ中でのアナログ利得Ｇ１の設定は、１／Ｔ＝２４
００ボーのシンボル速度で実施される。

デジタル信号処理とアナログ信号処理の間のインターフ
ェース遅延のために、Ｇ１修正の効果は、数シンボル間
隔だけ遅延される。利得スワツピングが実行されたか否
かにかかわらず総利得Ｇ＝Ｇ１×０２が変化しないまま
に留まるように、これを利得平衡手段５６で補償しなけ
ればならない。

スワツピングによるＧ２の変化は、利得平衡手段５３で
遅延されて、その結果、新しいＧ１が有効になるまで、
アナログ−デジタル変換器から得られたサンプルに前の
０２が掛けられる。

第１図のモデム受信機を信号処理装置中でデジタル的に
表現したものでは、ＰＧＡ１５へのアナログ信号の入力
とデジタル増幅器１９へのそれに対応するデジタル・サ
ンプルの入力の間に、典型的な場合で２シンボル間隔の
遅延が生じる。すなわち、Ｇ１と０２の間でスワツピン
グが行われると、Ｇ１の新しい値は、利得平衡手段５３
によって即時に有効となるが、Ｇ２の新しい値は２シン
ボル間隔だけ遅延して有効になシ、シたがって特定のど
のサンプルの全増幅も、スワツピング操作とは無関係で
ある。

（５）修正例 上記のＡＧＣ機構を適用する場合、バッファ２１に入る
信号サンプルが決してオーバーフローしないようにする
必要がある。固定小数点式デジタル処理の実施例では、
特にそうなるように準備しなければならない。この場合
、アナログ−デジタル変換器１７の出力サンプルに減少
された利得Ｇ２　／　ｒを掛け、そしてヒルベルト・フ
ィルタ遅延線に（ｐ、）を伝える前に、その振幅をｒだ
け増幅して正しい値（ｕｎ）にする。スケーリング係数
としてはｒ＝１６が適当なことがわかっており。

これは好ましい信号処理装置の１２／１６／２０ピツト
・アーキテクチャ中で精度の損失なしに効率的に実現で
きる。かかる信号処理装置は、上記のウンガーブツク外
の論文に記載されている。第１図においては、このバッ
ファ内容のスケーリングは、次のようにして実現できる
。バッファ２１の入力部に係数１　／　ｒ　＝　１　／
　１６による固定値乗算回路を設け、バッファ２１の出
力部に係数ｒ＝１６による別の固定値乗算回路を設ける
（たとえば４ビツトのシフト）。

〔発明の効果〕

本発明によれば、訓練信号の少しのシンボル間隔内でモ
デム受信機の利得を必要な値に調節することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明を実施したモデム受信機を示すブロッ
ク図である。 第２図は、基本的利得調節手順の流れ図である。 ”°゛°“”“”°゛″″°″′−“）７”＊　　　。 作の流れ図である。 第４図は、総利得Ｇを２つの成分Ｇ１と０２に分配する
ためのスワップ手頑の流れ図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 アナログ増幅器、アナログ−デジタル変換器、デジタル
   増幅器、バッファ、デジタル・フィルタ、およびデジタ
   ル等化器を備えたモデム受信機の利得を受信信号に応じ
   て調節する方法にして、（ａ）バッファ、デジタル・フ
   ィルタおよびデジタル等化器中に含まれる信号サンプル
   のエネルギに応じて、総利得係数（Ｇ）を決定すること
   、および （ｂ）アナログ増幅器およびデジタル増幅器から得られ
   る有効利得が、以前にステップ（ａ）で決定された総利
   得係数（Ｇ）に等しくなるように、この２つの増幅器の
   利得値（Ｇ１、Ｇ２）を調節すること の各ステップを特徴とする方法。