KR20090103928A - 하이브리드 ｚｅｒｏ－ｉｆ 수신기 - Google Patents

하이브리드 ｚｅｒｏ－ｉｆ 수신기

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KR20090103928A
KR20090103928A KR1020097016129A KR20097016129A KR20090103928A KR 20090103928 A KR20090103928 A KR 20090103928A KR 1020097016129 A KR1020097016129 A KR 1020097016129A KR 20097016129 A KR20097016129 A KR 20097016129A KR 20090103928 A KR20090103928 A KR 20090103928A
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폴 제이. 허스테드
샤람 압둘라히-아리베이크
데이비드 제이. 웨버
소네르 오즈구르
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애서러스 커뮤니케이션즈 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 일반적으로 무선 수신기에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 하이브리드 zero-IF 수신기에 관한 것이다. 블루투스 신호를 처리하기 위한 장치가 바람직하게는 수신된 RF 신호를 IF 신호로 혼합하고, 여기서 IF 신호의 스펙트럼의 일 대역-에지는 대략 0 Hz가 된다. 일 실시예에서, IF 신호는 기저 대역 신호로 처리되기 전에 디지털화, 데시메이션 및 필터링될 수 있다. 기저 대역 신호는 기저 대역 신호를 직교 좌표계로부터 극좌표계로 변환하기 위해 코르딕(cordic: COordinate Rotation DIgital Computer) 프로세서에 의해 처리될 수 있다. 코르딕 프로세서로부터의 위상 신호는 전송된 블루투스 데이터 심볼을 결정하는데 사용될 수 있다. 상기 장치는 바람직하게는 종래 블루투스 수신기보다 더 적은 공간을 사용할 수 있다.

Description

하이브리드 ＺＥＲＯ－ＩＦ 수신기{HYBRID ZERO-IF RECEIVER}
본 발명은 일반적으로 무선 수신기에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 하이브리드 zero-IF 수신기에 관한 것이다.
무선 통신 시스템은 변조된 RF(Radio Frequency) 신호를 사용하여 데이터를 송신기로부터 하나 이상의 수신기에 전송한다. 블루투스 시스템은 부분적으로 블루투스 SIG(Special Interest Group)에 의해 제어되는 무선 통신 시스템이다. 블루투스 시스템은 데이터 심볼을 인코딩하는데 사용되는 부분적으로 변조 방법에 따라 1, 2, 또는 3 Mb/s으로 데이터를 전송한다.
도 1은 종래기술의 블루투스 수신기(100)의 블럭도이다. 블루투스 수신기(100)는 안테나(110), VGA(Variable Gain Amplifier)(120), 믹서(125), 대역 통과 필터(130), 아날로그 AGC(Automatic Gain Controller)(140), 및 아날로그 위상 검출기(150)를 포함한다. 블루투스 신호는 2401~2481 MHz 범위의 주파수를 사용한다. 블루투스 장치는 주파수 도약(frequency hopping)을 다중 액세스 스킴의 형태로서 사용한다. 각각의 주파수 대역은 1 MHz 폭이고, 미리 결정된 시간동안 사용자에 의해 사용된다. 블루투스 신호는 안테나(110)에 의해 수신되고, VGA(120)에 의해 증폭된다. 믹서(125)는 일반적으로 상기 증폭된 신호와 주파수 신호를 혼합하여 기저 대역 신호를 생성한다. 기저 대역 신호는 대역 통과 필터(130)에 제공되며 이 필터는 일반적으로 기저 대역 신호로부터 대역 신호 내용외의 부분을 제거하도록 설정된다. 상기 필터링된 신호는 아날로그 위상 검파기(150)와 아날로그 AGC(140)에 커플링된다. 아날로그 위상 검파기(150)는 기저 대역 신호로부터 전송된 데이터 심볼을 결정한다. 일부 실시예에서, 아날로그 위상 검파기(150)는 멀티 비트 ADC(Analog-to-Digital Converters)로 대체될 수 있다. 멀티 비트 ADC로부터의 데이터는 전송된 데이터 심볼을 결정하기 위해 검사될 수 있다. 아날로그 AGC(140)는 상기 증폭된 신호가 왜곡되지 않고 상대적으로 높은 신호대 잡음비를 갖도록 VGA(120)의 이득을 조정할 수 있다.
이러한 종래의 로우-IF (중간 주파수) 블루투스 수신기는 일반적으로 복잡한 아날로그 회로 또는 복잡한 DSP 처리를 요구하는 대역 통과 필터링을 포함하는 아키텍처로 동작한다. 또한, 블루투스 SIG에 의해 규정된 블루투스 2.0 및 2.1 버전의 EDR(Enhanced Data Rates)은 2Mbs 및 3Mbs의 데이터 처리량을 지원하기 위해 PSK(Phase-Shift Keying) 변조 스킴을 사용한다. 이러한 변조 스킴은 더욱 복잡한 아날로그 필터 또는 아닐로그 차동 위상 검파기를 요구할 수 있고, 이것은 블루투스 수신기의 디자인을 더욱 복잡하게 만들 수 있다. 잘 알려진 것과 같이, 복잡한 아날로그 회로 디자인은 상대적으로 실시하기 어렵고, 상대적으로 단순한 아날로그 디자인보다 일반적으로 더 많은 공간과 전력을 요구하며, 인근 회로로부터 노이즈를 받기 쉬울 수 있다.
따라서, 블루투스 v2.0 및 v2.1의 확장된 데이터 전송 속도를 지원하는 것이 가능한 상대적으로 단순한 아날로그 필터 디자인 요구사항을 충족하는 블루투스 수신기 디자인이 요구된다.
도 1은 종래 기술의 블루투스 수신기의 블럭도이고;
도 2는 하이브리드 zero-IF 블루투스 수신기의 블럭도이고;
도 3은 GSFK 변조된 신호를 처리하도록 구성된 도 2의 신호 처리 유닛의 블럭도이고;
도 4는 PSK 변조된 신호를 처리하도록 구성된 도 2의 신호처리 유닛의 블럭도이다.
발명의 요약
상대적으로 단순한 아날로그 필터 디자인 요구사항은 과도샘플링(oversampling) ADC로 RF 신호를 디지털화 함으로써 충족될 수 있다. 신호의 추가적인 처리는 디지털 도메인에서 수행될 수 있고, 디지털 도메인은 상대적으로 노이즈 민감도에 덜 영향을 받고 디지털 회로로 쉽게 구현될 수 있다.
블루투스 신호를 처리하는 일 방법은 RF 신호를 받아 RF 신호를 제 1 주파수와 혼합하여 IF(intermediate frequency) 신호를 생성하며, 이때 IF 신호의 관련된 주파수 스펙트럼의 일 대역-에지가 대략 0 Hz가 된다. 상기 IF 신호는 전송된 심볼을 복구하기 위해 추가로 처리될 수 있다.
일 실시예에서, IF 신호는 제 1 저역 통과 필터에 의해 필터링될 수 있다. 제 1 저역 통과 필터의 출력은 ADC에 의해 디지털화되어 디지털 IF 신호를 생성한다. 일 실시예에서, ADC는 각각 I 및 Q 성분용으로 2개의 ADC로 구현될 수 있다. ADC는 IF신호를 오버샘플링할 수 있다. 일 실시예에서, ADC의 샘플링 주파수는 64 MHz일 수 있고 각 성분은 2개의 비트로 나타낼 수 있다.
디지털 IF 신호는 디지털 IF 신호의 에너지를 제한하도록 설정된 제 2 저역 통과 필터에 의해 필터링될 수 있다. 상기 필터는 상대적으로 부근의 주파수에서 다른 차단 신호뿐만 아니라 ADC에 의한 양자화 노이즈를 제거한다. 제 2 저역 통과 필터의 출력은 제 1 데시메이터(decimator)에 의해 데시메이션(decimation)될 수 있다. 일 실시예에서, 제 2 저역 통과 필터의 출력은 16 MHz 샘플링 레이트로 신호를 생성하기 위해 4로 데시메이션될 수 있다. 제 1 데시메이터의 출력은 ADC로부터 양자화 노이즈를 추가로 감소시키기 위해 제 3 저역 통과 필터로 저역 통과 필터링될 수 있다. 제 3 저역 통과 필터의 출력은 제 2 데시메이터에 의해 데이메이션될 수 있다. 일 실시예에서, 제 2 데시메이터는 8 MHz 샘플링 레이트로 신호를 생성하기 위해 2로 제 3 저역 통과 필터의 출력을 데시메이션할 수 있다.
제 2 데시메이터의 출력은 DC 성분에 대해 검사될 수 있다. DC 성분은 정정된 IF 신호를 생성하기 위해 제 2 데시메이터의 출력으로부터 제거될 수 있다. 정정된 IF 신호는 제 2 믹서에 의해 기저 대역으로 혼합될 수 있다. 블루투스 신호의 추가적인 처리는 블루투스 신호의 변조에 좌우될 수 있다.
상기 기저 대역 신호가 GFSK 변조된다면, 기저 대역 신호는 추가로 필터링되어 직교좌표계로부터 극좌표계로 변환(즉, 크기와 위상)될 수 있다. 위상 신호는 전송된 심볼을 복구하기위해 검사될 수 있다.
반면에, 기저 대역 신호가 PSK 변조된다면(즉, EDR 신호), 기저 대역 신호는 펄스 성형 필터와 제 4 저역 통과 필터에 의해 필터링될 수 있다. 제 4 저역 통과 필터의 출력은 직교좌표계로부터 변환될 수 있고, 위상 신호는 전송된 심볼을 복구하기 위해 검사될 수 있다.
도 2는 바람직하게는 확장된 데이터 전송 속도를 지원할 수 있는 상대적으로 단순한 아날로그 필터 디자인과 최소 공간 요구사항을 가진 예시의 하이브리드 zero-IF 블루투스 수신기(200)의 블럭도이다. 블루투스 수신기(200)는 AFE(Analog Front End)(205), AGC(Automatic gain controller)(260) 및 신호 처리 유닛(270)을 포함한다. AFE(205)는 RF 신호를 수신하여 디지털화하도록 설정될 수 있고 신호 처리 유닛(270)은 AFE(205)에 의해 제공된 신호를 처리하며 전송된 심볼을 복구하도록 설정될 수 있다.
AFE(205)는 안테나(110), VGA(120), 제 1 믹서(230), LPF(Low-Pass Filter)(240), 및 ADC(250)를 포함한다. 안테나(110)는 블루투스 신호와 같은 RF 신호를 수신할 수 있다. 블루투스 장치는 제 1 대역에서부터 제 2 대역까지의 주파수 도약을 다중 액세스 스킴의 형태로서 사용한다. 여기 기술된 것과 같이, 각각의 주파수 대역은 1 MHz 폭이다. 일 실시예에서, AFE(205)는 직교위상에서 동작하는 2개의 신호 경로로 구현될 수 있다. 이러한 실시예에서, 제 1 믹서(203), 저역 통과 필터(240), 및 ADC(250)는 각각의 신호 경로에 대해 임의의 믹서, 저역 통과 필터, 및 ADC로 대체될 수 있다. 예를 들면, 임의의 믹서, 저역 통과 필터, 및 ADC는 직접 신호 경로에서 사용될 수 있으며, 다른 믹서, 저역 통과 필터, 및 ADC가 상기 직교 위상 신호 경로에서 사용될 수 있다.
안테나(110)는 VGA(120)에 연결된다. 안테나(110)는 가변량의 이득을 수신된 RF 신호에 제공할 수 있는 VGA(120)에 상기 수신된 RF 신호를 제공한다. VGA(120)는 제 1 믹서(230)에 연결된다. 제 1 믹서(230)는 VGA(120)에서 처리된 RF 신호(229)를 제 1 주파수와 혼합하여 대략 500 KHz의 제 1 신호를 생성하며, 이때 제 1 신호의 주파수 스펙트럼의 일 대역 에지는 대략 0 Hz가 된다. 상기된 것과 같이, 제 1 믹서(230)의 출력은 I 및 Q 직교 위상 성분을 생성할 수 있다.
제 1 믹서(230)의 출력은 제 1 저역 통과 필터(240)에 커플링된다. 제 1 저역 통과 필터(240)는 제 1 믹서(230)에 의해 제공된 I 및 Q 성분을 증폭하고 필터링할 수 있다. 일 실시예에서, 제 1 저역 통과 필터(240)는 액티브 아날로그 필터로 구현될 수 있다. 일 실시예에서, 제 1 저역 통과 필터(240)는 제 1 차 저역 통과 필터일 수 있고 약 3 MHz의 차단 주파수를 가질 수 있으며, 10 ~ 24 dB에서 1 dB 단계의 이득을 제공하도록 설정된 증폭기를 포함할 수 있다. 제 1 저역 통과 필터(240)는 ADC(250)에 연결된다. ADC(250)는 제 1 저역 통과 필터(240)에 의해 제공된 필터링된 신호(즉, IF 신호(241))를 디지털화하여 디지털 IF 신호를 생성한다. 일 실시예에서, ADC(250)는 2-1 캐스케이드(cascaded) ∑ΔADC로 구현될 수 있다. 또한, ADC(250)는 각각 I 및 Q 성분용으로 2개의 ADC로 구현될 수 있다. 샘플링 후에 도입될 수 있는 ADC 샘플링 주파수에서의 임의의 왜곡 또는 간섭은 제 1 저역 통과 필터(240)에 의해 제거될 수 있다. 일 실시예에서, ADC(250)의 샘플링 레이트는 64 MHz일 수 있고, ADC의 출력은 2 비트로 양자화될 수 있다(즉, 각각의 I 및 Q 성분에 대해서 2 비트). 일 실시예에서, ADC의 입력은 샘플링 주파수에서 제 1 에일리어스(alias) 이미지의 크기를 감소시키기 위해 IF 신호에 노치(notch)를 위치시킬 수 있는 2-탭 저역 통과 필터를 포함할 수 있다.
ADC(250)의 출력은 신호 처리 유닛(270)에 커플링된다. 신호 처리 유닛(270)의 동작은 도 3와 함께 더욱 상세하게 설명된다. 신호 처리 유닛(270)은 AGC(260)에 연결된다. AGC(260)의 출력은 VGA(120) 및 LPF(240)에 커플링될 수 있다. AGC(260)는 신호 처리 유닛(270)으로부터의 신호를 검사할 수 있고 VGA(120) 및 LPF(240)에 대한 이득량을 결정할 수 있다. 예를 들면, 신호 처리 유닛(270)은 ADC(250)의 출력과 관련될 수 있는 오버플로우량 또는 언더플로우량을 나타내는 신호를 AGC(260)에 제공할 수 있다.
일부 블루투스 신호는 1Mb/s의 전송 속도를 가질 수 있으며 GFSK(Gaussian Frequency-Shift Keying)의 형태로 변조될 수 있다. EDR 블루투스 신호는 더 높은 전달 속도를 가질 수 있고 PSK(Phase-Shift Keying) 변조 기술을 사용할 수 있다. 다른 변조 기술은 다른 처리 과정을 요구할 수 있다. 그러나, 신호 처리 유닛(270)은 데이터경로의 부분이 두 타입의 신호에 대해 공통이고 언제든 가능할 때 재 사용될 수 있도록 디자인 될 수 있다.
도 3은 GSFK 변조된 신호를 처리하도록 구성된 도 2의 신호 처리 유닛(270)의 블럭도이다. 이 구성에서, 신호 처리 유닛(270)은 제한없이, 제 2 저역 통과 필터(310), 제 1 다운 샘플러(down-sampler)(315), 제 3 저역 통과 필터(320), 제 2 다운 샘플러(325), DC 오프셋 추정기(330), 가산기(335), 제 2 믹서(340), 제 4 저역 통과 필터(345), 코르딕(cordic) 프로세서(350), 캐리어 오프셋 제거 유닛(355), 및 심볼 검출기(360)를 포함한다.
AFE(205)으로부터의 신호는 제 2 저역 통과 필터(310)에 커플링된다. 제 2 저역 통과 필터(310)는 AFE(250)로부터의 신호의 에너지를 원하는 주파수 범위로 제한할 수 있고 ADC(250)에 의한 양자화 노이즈를 제거할 수 있다. 일 실시예에서, 제 2 저역 통과 필터(310)의 주파수 응답은 다음 수학식 1에 의해 나타낼 수 있다.
이 필터의 영(zero)은 ∏/2, ∏, 및 3∏/2에서 존재하고, 결과적으로 매우 적은 에너지가 원하는 신호 주파수 범위에 도입된다.
제 2 저역 통과 필터(310)의 출력은 제 1 다운 샘플러(315)에 커플링된다. 제 1 다운 샘플러(315)는 4로 데시메이션하고, 따라서 일 실시예에서, 결과 샘플링 레이트는 16 MHz이다. 제 1 다운 샘플러(315)의 출력은 9비트/샘플로 양자화될 수 있고 제 3 저역 통과 필터(320)에 커플링된다.
제 3 저역 통과 필터(320)는 데이터를 제 1 다운 샘플러(315)로부터 받는다. 제 3 저역 통과 필터(320)는 더 많은 양자화 노이즈를 제거한다. 일 실시예에서, 제 3 저역 통과 필터(320)의 임펄스 응답은 해밍 윈도우와 같은 윈도우에 ∏/2만큼 곱해진 차단 주파수를 가진 이상적인 저역 통과 필터의 응답일 수 있다. 제 3 저역 통과 필터(320)의 출력은 제 2 다운 샘플러(325)에 커플링된다.
제 3 저역 통과 필터(320)는 데이터를 제 2 다운 샘플러(325)에 제공하고, 이것은 2로 데이메이션하고, 따라서 일 실시예에서, 샘플링 레이트는 8 MHz가 된다. 일 실시예에서, 제 2 다운 샘플러(325)는 짝수 데이터 샘플을 선택(그리고 전달)할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 제 2 다운 샘플러(325)는 홀수 데이터 샘플을 선택(그리고 전달)할 수 있다. 제 2 다운 샘플러(325)의 출력은 13비트/샘플로 양자화될 수 있고 가산기(335)와 DC 오프셋 추정기(330)에 커플링된다. 일 실시예에서, 제 3 다운 샘플러(325)는 제 2 저역 통과 필터(320)와 결합될 수 있으므로, 저역 통과 필터링되고 다운 샘플링된 데이터가 이러한 결합된 유닛에 의해 생성될 수 있다.
DC 오프셋 추정기(330)는 제 2 다운 샘플러(325)로부터의 데이터를 검사하고 포함된 0 Hz(DC) 성분을 추정한다. 일 실시예에서, 제 1 차 IIR 필터가 사용될 수 있다. 추정치의 정확성과 커버젼스 속도 사이에 상충관계가 존재한다. 필터 대역폭이 증가함에 따라, dc 드리프트(drift)를 추적하는 필터의 능력이 증가한다. 그러나, DC외의 신호 성분이 추정치에 영향을 주기 시작하면서 추정치의 정확성은 떨어진다. 일 실시예에서, 점진적으로 감소하는 대역폭이 사용될 수 있다. 고 대역폭 필터는 패킷의 시작에서 이득이 변화한 후에 큰 dc 오프셋을 빠르게 제거하는데 사용될 수 있다. 이후에 패킷에서, 더 낮은 대역폭 필터링이 추정의 정확성을 향상시키는데 사용될 수 있고, 이것은 패킷의 페이로드 부분에 중요하다. 일 실시예에서, 이것은 IIR 필터의 α 계수를 변경함으로써 수행된다. 예시의 IIR 필터는 다음 수학식 2에 의해 기술된다.
일 실시예에서, 5개의 파라미터가 IIR 필터 대역폭을 제어할 수 있다: DC_ALPHA_TIMING, DC_ALPHA_GFSK, DC_ALPHA_1MBIT, DC_ALPHA_2MBIT, 및 DC_ALPHA_3MBIT. 각 파라미터에 있어서, "XXX" 문자는 예를 들면, "GFSK", "1MBIT" 등으로 대체될 수 있다. 일 실시예에서, 이러한 파라미터는 소프트웨어로 제어될 수 있다. 처음에, DC-오프셋 블럭의 대역폭은 파라미터 DC_ALPHA_TIMING으로 설정될 수 있다. 일 실시예에서, 작은 값의 α가 사용될 수 있어서, 바람직하게는 DC-오프셋 추정치의 빠른 수렴(convergence)을 제공한다. AGC 블럭이 이득 변화를 명령한다면, 필터 메모리는 리셋될 수 있다.
일단 처리가 블루투스 패킷에서 시작되면, 패킷의 헤더 부분은 DC_ALPHA_GFSK로 설정된 α로 처리될 수 있다. α가 더 높게 설정될 수 있지만, DC_ALPHA_GFSK로 설정된 α가 더 나은 DC-오프셋 추정치를 허용할 수 있다는 것을 유념해야한다. 전이는 필터 메모리를 리셋하지 않고 수행될 수 있다. 일 실시예에서, 패킷의 페이로드는 패킷 종류에 따라 다른 3가지 값 중 하나로 설정된 α로 처리될 수 있다.
DC 오프셋 추정기(330)에 의해 제공되는 추정된 DC 성분은 정정된 IF 신호를 생성하는 가산기(335)에 의해 제 2 다운 샘플러(330)에 의해 제공된 데이터로부터감산된다. 가산기(335)의 출력은 제 2 믹서(340)에 커플링된다. 제 2 믹서(340)는 IF 신호를 대략 500 KHz의 제 2 주파수와 혼합함으로써 기저 대역 신호(341)를 생성한다. 일부 실시예에서, 제 2 주파수는 전송기와 수신기 사이의 주파수 오프셋에 대해 보상하기 위해 571 KHz 또는 421 KHz 일 수 있다. 제 2 믹서(340)의 출력은 제 4 저역 통과 필터(345)에 커플링된다.
제 4 저역 통과 필터(345)(예를 들면, 25-탭 선형-위상 필터)는 더욱 더 고역 통과(high-pass) 간섭을 억제할 수 있다. 일 실시예에서, 필터는 3 MHz 또는 더 멀리에서 40 dBr 차단기를 억제하도록 60 dB 감쇠의 저지대역에 대해 Parks-McClellan 알고리즘을 사용하여 디자인될 수 있다. 일 실시예에서, 출력 신호는 8 MHz의 샘플링 주파수와 13 비트의 동적 범위를 가질 수 있다.
제 3 저역 통과 필터(345)의 출력은 코르딕 프로세서(350)에 커플링된다. 코르딕(COordinate Rotation DIgital Computer) 프로세서(350)는 직교 좌표계로부터 극좌표계로의 제 3 저역 통과 필터(345)에 의해 제공된 신호를 변환할 수 있다: (즉, 크기와 위상). GFSK 변조된 신호의 진폭은 어떤 정보도 포함하지 않을 수 있다. GFSK 변조된 신호의 위상은 블루투스 데이터 심볼을 가질 수 있다.
코르딕 프로세서(350)의 출력은 캐리어 오프셋 제거 유닛(355)에 커플링된다. 임의의 잔여 캐리어 주파수 오프셋은 주파수 추정기를 사용하여 제거될 수 있고, 이 추정기는 일 실시예에서, 차동 위상의 평균(다른 말로, 주파수의 평균)을 추정하는 단순한 저역 통과 필터이다. 주파수 추정치는 순간 차동 위상으로부터 감산된다. 예시의 필터는 다음 수학식 3에 의해 계수를 계산할 수 있다.
임의의 잔여 캐리어 주파수 오프셋은 주파수 추정기를 사용하여 제거되고, 이것은 차동 위상의 평균(다른 말로, 주파수의 평균)을 추정하는 단순한 저역 통과 필터가다. 주파수 추정치는 순간 차동 위상으로부터 감산된다. 예시의 필터는 다음 수학식 3에 의해 계수를 계산할 수 있다:
α 파라미터는 부분적으로 필터 대역폭을 제어할 수 있다. DC-오프셋 추정기 디자인에 유사하게, α 파라미터는 주파수 오프셋 추정치의 빠른 수렴을 촉진하도록 상대적으로 작은 값으로 처음에 설정될 수 있다. 일단 처리가 블루투스 패킷에 대해 시작되면, 상대적으로 더 큰 값의 α가 추정치의 정확성을 향상하도록 선택될 수 있다.
캐리어 오프셋 제어 유닛(355)의 출력은 심볼 검출기(360)에 커플링된다. 일 실시예에서, 심볼 검출기(360)는 캐리어 오프셋 제거 유닛(355)에 의해 제공된 위상 신호를 1 MHz로 다운 샘플링할 수 있다. 페이로드 비트는 위상 신호로부터 결정된 차동 위상의 부호로부터 계산될 수 있다.
일 실시예에서, 심볼 검출기(360)는 현재 데이터 심볼을 결정하기 위해 이웃 데이터 심볼을 나타내는 캐리어 오프셋 제거 유닛(355)의 출력을 고려할 수 있다. 예를 들면, 과거, 현재 그리고 미래의 샘플링 횟수를 나타내는 신호 샘플이 검사될 수 있다. 현재 전송된 데이터 심볼은 과거, 현재 그리고 미래 신호 샘플에 의해 결정된 벡터와 가장 근접하게 일치하는 벡터에 상응한다.
블루투스 SIG에 의해 규정된 것과 같이, EDR 신호의 부분은 PSK 변조될 수 있다. 이러한 신호는 헤더 부분과 페이로드 부분을 포함할 수 있다. 페이로드 부분은 PSK 변조되고, 헤더 부분은 GFSK 변조될 수 있다. 헤더가 수신된 후에, 수신기는 PSK 신호를 수신하기에 적당하도록 대략 4.75 us를 갖는다(즉, 최소 보호 간격 길이). 일 실시예에서, PSK 및 GFSK 신호에 대한 처리 데이터 경로는 디지털 회전기(340)이후까지 같을 수 있다. 디지털 회전기(340)이후의 데이터 경로는 다를 수 있고 일부 성분은 재사용될 수 있다.
도 4는 PSK 변조된 신호를 처리하도록 구성된 도 2의 신호 처리 유닛(270)의 블럭도이다. 상기 구성에서, 신호 처리 유닛은 제한없이, 제 2 저역 통과 필터(310), 제 1 다운 샘플러(315), 제 3 저역 통과 필터(320), 제 2 다운 샘플러(325), DC 오프셋 추정기(330), 가산기(335), 제 2 믹서(340), 펄스 성형 필터(410), 제 5 저역 통과 필터(415), 코르딕 프로세서(350), 타이밍 트래커(440), 위상 조정기(425), 및 심볼 검출기(430)를 포함한다.
여기 기술된 것과 같이, 신호 처리 유닛(270)의 구성요소는 일반적으로 GFSK 또는 PSK 변조된 신호를 처리하는데 사용될 수 있다. 따라서, 제 2 저역 통과 필터(310), 제 1 다운 샘플러(315), 제 3 저역 통과 필터(320), 제 2 다운 샘플러(325), DC 오프셋 추정기(330), 가산기(335), 제 2 믹서(340), 및 코르딕 프로세서(350)는 도 3에 도시된 것과 실질적으로 유사하게 기능할 수 있다. 따라서, PSK 변조된 블루투스 신호의 처리는 제 2 믹서(340)를 통해 도 3에 도시된 것과 동일할 수 있다.
제 2 믹서(340)의 출력은 펄스 성형 필터(410)에 커플링된다. 펄스 성형 필터(410)는 ISI(Inter-Symbol Interference)을 줄이도록 제 2 믹서(340)로부터의 데이터 펄스를 성형한다. 일 일시예에서, 펄스 성형 필터(410)는 RRC(Root-Raised Cosine) 필터일 수 있다. PSK 전송기가 전송 신호 경로에서 RRC 필터를 포함한다면, RRC 필터를 두번(전송 측과 수신측) 통과하는 신호의 결과는 신호가 하나의 RRC 필터를 효과적으로 통과하는 것이고, 필터는 제로 ISI를 도입할 수 있다. 펄스 성형 필터(410)의 출력은 제 5 저역 통과 필터(415)에 커플링된다. 일 실시예에서, 제 5 저역 통과 필터(415)는 2 MHz 오프셋에서 더 많은 감쇠를 제공할 수 있다. 제 5 저역 통과 필터(415)의 출력은 코르딕 프로세서(350)에 커플링된다.
코르딕 프로세서(350)는 제 5 저역 통과 필터(415)의 출력을 극좌표계로 변환한다(즉, 위상 신호(460)와 진폭 신호(465)). 진폭 신호(465)는 타이밍 트래커(440)에 커플링되고, 위상 신호(460)는 위상 조정기(425)에 커플링된다. 일 실시예에서, 위상 조정기(425)는 가산기로 구현된다. 위상 조정기(425)의 출력은 심볼 검출기(430)에 커플링된다. 심볼 검출기(430)는 다른 것 중에, 전송된 심볼 사이에서 위상 신호(460)의 차동 위상을 검사함으로써, 전송된 PSK 심볼을 결정할 수 있다. 다른 실시예에서, 심볼 검출기(430)는 코히런트(cohernet) 검출기로 구현될 수 있다. 코히런트 검출기는 코르딕 프로세서(350)로부터의 위상 신호(460)를 추적하고 전송된 심볼을 디코딩하기 위해 2차 디지털 PLL(Phase-Locked Loop)를 사용할 수 있다.
타이밍 트래커(440)는 진폭 신호(460)를 검사한다. 더욱 상세하게는, 타이밍 트래커(440)는 최근 선택된 인접한 서브 샘플의 진폭 사이의 차이를 검사한다. 차이에 응답하여, 타이밍 트래커(440)는 코르딕 프로세서(350)에 제공된 데이터의 타이밍을 변경하도록 제 2 다운 샘플러(325)를 설정할 수 있다. 추가적으로, 타이밍 트래커(440)는 또한 위상 신호를 위상 조정기(425)를 통해 수정할 수 있다.
하이브리드 zero-IF 블루투스 수신기(200)의 구성은 바람직하게는 깜빡임(1/f) 기여도(contribution)로부터 노이즈를 감소시킬 수 있다. 아날로그 영역에서 상대적으로 더욱 흔한 깜빡임(flicker) 노이즈는 상대적으로 0 Hz 근처에서 더욱 강력하다. 제 1 믹서(230)가 IF 신호의 상대적으로 작은 부분(즉, IF 신호의 스펙트럼의 일 대역 에지)만이 0 Hz 부근에 있는 IF 신호를 생성하기 때문에, 깜빡임으로부터 노이즈 기여도는 감소될 수 있다.
하이브리드 zero-IF 블루투스 수신기(200)의 다른 이점은 제 1 저역 통과 필터(240)의 디자인이, 특히 도 1에 도시된 종래의 블루투스 수신기 디자인의 대역 통과 필터(130)와 비교했을 때, 상대적으로 간단할 수 있다는 것이다. 제 1 저역 통과 필터(240)는 제 1 저역 통과 필터(240)의 상대적으로 더욱 단순한 디자인 때문에 대역 통과 필터(130)보다 상대적으로 더 적은 공간에 더 적은 전력을 소비하도록 구현될 수 있다. 또한, 제 1 저역 통과 필터(240)는 아날로그 회로에 의해 구현될 수 있기 때문에, 간단한 디자인이 디자인 제약을 경감시킬 수 있으며 노이즈를 용인하는 경향이 적어질 수 있다.
본 발명의 실시예는 첨부된 도면을 참조하여 여기 상세하게 기술되지만, 본 발명은 이러한 명확한 실시예에 제한되지 않는다는 것이 이해되어야 한다. 실시예들은 철저하게 설명하거나 개시된 정확한 형태로 본 발명을 제한하도록 의도되지 않는다. 이와 같이, 많은 변형이 명백할 것이다. 따라서, 본 발명의 범위는 다음의 청구 범위와 그 등가물에 의해 한정되도록 의도된다.

Claims (21)

  1. 블루투스 신호를 처리하는 방법에 있어서,
    RF 신호를 수신하는 단계;
    제 1 신호를 생성하기 위해 상기 RF 신호를 제 1 주파수와 혼합하는 단계;
    IF(Intermediate Frequency) 신호를 생성하기 위해 상기 제 1 신호를 저역 통과 필터링하는 단계; 및
    전송된 심볼을 복구하기 위해 상기 IF 신호를 처리하는 단계;를 포함하고,
    상기 제 1 신호의 상기 주파수 스펙트럼의 일 대역 에지는 대략 0 Hz인 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 RF 신호는 2401 ~ 2481 MHz인 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 IF 신호의 처리 단계는,
    디지털 IF 신호를 생성하는 상기 IF 신호를 디지털화하는 단계;
    상기 디지털 IF 신호를 저역 통과 필터로 필터링하는 단계;
    정정된 IF 신호를 생성하는 상기 저역 통과 필터링된 디지털 IF 신호로부터 추정된 DC 오프셋을 감산하는 단계;
    상기 정정된 IF 신호를 기저 대역(Baseband) 신호를 생성하는 제 2 주파수와 혼합하는 단계; 및
    상기 기저 대역 신호로부터 상기 전송된 심볼을 복구하는 단계;를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 수신된 RF 신호는 2401 ~ 2481 MHz인 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 대략 500 KHz인 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 주파수 응답은
    에 의해 기술되는 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 IF 신호는 ∑ΔADC로 디지털화되는 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  8. 제 3 항에 있어서,
    상기 추정된 DC 오프셋은 설정가능한 필터로 추정되는 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 설정가능한 필터는
    에 의해 기술되는 응답을 갖고, 여기서 α는 사용자가 선택가능한 파라미터인 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    α는 프로그램 가능한 값인 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  11. 제 3 항에 있어서,
    상기 기저 대역 신호는 극 좌표계로 변환되는 것을 특징으로 하는 블루투스 신호 처리 방법.
  12. 블루투스 수신기에 있어서,
    제 1 신호를 생성하기 위해 수신된 RF 신호를 제 1 주파수와 혼합하도록 설정된 제 1 믹서;
    상기 제 1 신호를 필터링하고 저역 통과 필터링된 제 1 신호를 생성하도록 설정된 저역 통과 필터;
    상기 저역 통과 필터링된 제 1 신호를 샘플링하고 디지털 IF 신호를 생성하도록 설정된 ADC;
    상기 디지털 IF 신호에 포함된 DC 오프셋을 추정하도록 설정된 DC 오프셋 추정기;
    정정된 디지털 IF 신호를 생성하기 위해 상기 추정된 DC 오프셋을 상기 디지털 IF 신호로부터 감산하도록 설정된 가산기;
    기저 신호를 생성하기 위해 상기 정정된 디지털 IF 신호를 제 2 주파수와 혼합하도록 설정된 제 2 믹서; 및
    상기 기저 대역 신호의 전송된 심볼을 결정하도록 설정된 심볼 검출기;를 포함하고,
    상기 제 1 신호의 스펙트럼의 일 대역 에지는 대략 0 Hz인 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 수신된 RF 신호는 2401 ~ 2481 MHz인 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 대략 500 KHz인 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 ADC는 ∑ΔADC인 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  16. 제 12 항에 있어서,
    상기 ADC는 I 및 Q 성분을 샘플링하는 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 DC 오프셋 추정기는 설정가능한 필터로 구현되는 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 설정가능한 필터는
    에 의해 기술된 응답을 갖고,
    여기서 α는 사용자가 선택가능한 파라미터인 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  19. 제 18 항에 있어서,
    α는 프로그램 가능한 값인 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  20. 제 12 항에 있어서,
    상기 기저 대역 신호로부터 위상 신호를 생성하도록 설정된 코르딕(cordic: COordinate Rotation DIgital Computer) 프로세서를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
  21. 제 12 항에 있어서,
    RRC(Root Raised Cosine) 필터와 대략 일치하는 응답을 갖는 상기 기저 대역 신호를 필터링하도록 설정된 펄스 성형 필터를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 블루투스 수신기.
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