JPS6243204A - Ｓａｗ共振器フイルタ - Google Patents
Ｓａｗ共振器フイルタInfo
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- JPS6243204A JPS6243204A JP18272985A JP18272985A JPS6243204A JP S6243204 A JPS6243204 A JP S6243204A JP 18272985 A JP18272985 A JP 18272985A JP 18272985 A JP18272985 A JP 18272985A JP S6243204 A JPS6243204 A JP S6243204A
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- Japan
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- input
- resonators
- output terminals
- saw
- terminals
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は表面弾性波（ＳＡＷ）共振器を用いた高周波フ
ィルタ、殊に広帯域化に適したＳＡＷ共振器フィルタに
関する。
ィルタ、殊に広帯域化に適したＳＡＷ共振器フィルタに
関する。
（従来技術）
ＳＡＷ共振器を用いた・り／ド・（スフイルタとしては
圧１！基板上に形成したＳＡＷ共振器間の音響結合全利
用した二重モード共振器フィルタが一般的である。
圧１！基板上に形成したＳＡＷ共振器間の音響結合全利
用した二重モード共振器フィルタが一般的である。
しかしこの場合の通過帯域幅は両共振器間の共振モード
周波数差によって決定されるが、この周波数差は圧電材
料、電極の寸法・くラメータにより一義的に決まり設計
の自由度が小さいのみならずとり得る比帯域（通過帯域
幅／中心周波数）も比較的狭いものであった。
周波数差によって決定されるが、この周波数差は圧電材
料、電極の寸法・くラメータにより一義的に決まり設計
の自由度が小さいのみならずとり得る比帯域（通過帯域
幅／中心周波数）も比較的狭いものであった。
従来、これ以上の比帯域を必要とする場合は、第１０図
に示す如く所望の通過帯域に対志して周波数が異なる２
つのｌボー） ＳＡＷ共振器１及び２の入力端に介挿し
たノ・イブリッド・トランス３によって並列接続した前
記共振Ｒ％に入力する信号の位相差が１８０°異なるよ
う構成していた。
に示す如く所望の通過帯域に対志して周波数が異なる２
つのｌボー） ＳＡＷ共振器１及び２の入力端に介挿し
たノ・イブリッド・トランス３によって並列接続した前
記共振Ｒ％に入力する信号の位相差が１８０°異なるよ
う構成していた。
しかしながら、前記ハイブリッドトランスはＳＡＷフィ
ルタが対象とするような高周波での実現が極めて困難で
あり二次側出力に微かな差異があるとフィルタ特性の劣
化をきたすばかりでなく形状も大型となる欠点があった
。
ルタが対象とするような高周波での実現が極めて困難で
あり二次側出力に微かな差異があるとフィルタ特性の劣
化をきたすばかりでなく形状も大型となる欠点があった
。
（発明の目的）
本発明はこのような事情に鑑みなされたものであって、
実現困難なハイブリッドトランスを不要とししかも簡便
な構成によって任意の通過帯域を設定しうるＳＡＷ共振
器フィルタを提供することを目的とする。
実現困難なハイブリッドトランスを不要とししかも簡便
な構成によって任意の通過帯域を設定しうるＳＡＷ共振
器フィルタを提供することを目的とする。
（発明の概要）
このため本発明では、異なる共振周波数を有しかつ夫々
の共振周波数に於いて各々の入出力端子間の位相シフト
量が互いに（２ｎ＋１）ｒ（ｎ、＝０．１，２．・・・
・・・以下同様）だけ異なる２つの２ポートＳＡＷ共振
器を並列接続するか、又は位相シフト量が同−若しくは
２ｎｆだけ異なりかつ異った共振周波数を有する２つの
２ポートＳＡＷ共振器の入力端或は出力端に於ける並列
接続端子の組合せが互いに異なるよう接続することによ
って、前記出力端に於いて合成する夫々の共振器の出力
信号の位相関係が実質的に（２ｎ＋１）π異なるようフ
ィルタを構成する。
の共振周波数に於いて各々の入出力端子間の位相シフト
量が互いに（２ｎ＋１）ｒ（ｎ、＝０．１，２．・・・
・・・以下同様）だけ異なる２つの２ポートＳＡＷ共振
器を並列接続するか、又は位相シフト量が同−若しくは
２ｎｆだけ異なりかつ異った共振周波数を有する２つの
２ポートＳＡＷ共振器の入力端或は出力端に於ける並列
接続端子の組合せが互いに異なるよう接続することによ
って、前記出力端に於いて合成する夫々の共振器の出力
信号の位相関係が実質的に（２ｎ＋１）π異なるようフ
ィルタを構成する。
（実施例）
以下９本発明を図示した実施例に基づいて詳細に説明す
る。
る。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。
同図に於いて４及び５は共振周波数が夫々ｆ１．ｆ２と
異なるがその入出力端子間に於ける位相シフト量は共に
等しい２ポートＳＡＷ共振器であって、各々対をなす入
出力端子６，６′乃至９．９′のうち入力端に於いては
６と８及び６′と８′と全各々接続して新らたな一対の
入力端となしこれら端子のうち６’ 、 ８’を接地す
る。
異なるがその入出力端子間に於ける位相シフト量は共に
等しい２ポートＳＡＷ共振器であって、各々対をなす入
出力端子６，６′乃至９．９′のうち入力端に於いては
６と８及び６′と８′と全各々接続して新らたな一対の
入力端となしこれら端子のうち６’ 、 ８’を接地す
る。
又出力端に於いては７と９’ 、 ７’と９とを組合せ
このうち７’、９１接地する如く並列接続し新らたな２
ポ一ト回ｗ１ｔ−構成したものである。
このうち７’、９１接地する如く並列接続し新らたな２
ポ一ト回ｗ１ｔ−構成したものである。
前記２ポートＳＡＷ共振器４は水晶等の圧電基板ｌＯ上
に電極指周期ｔ−１１とした２対の入出カイフタデジタ
ルトランスジューサ（ＩＤＴ）１１．１１’ ？その隣
接するＩＤＴ電極指中心間距離Ｗが１１／２となるよう
互いに隔てて配置すると共にこれらＩＤＴの両外側にア
ルミストリップ等による反射器１２．１２’ ？設け
たものであり、他方の２ポートＳＡＷ共振器５も同様の
構成音とるが共振周波数を異ならせるために入出力ＩＤ
Ｔ１３ 、１３’の電極指周期及び該ＩＤＴの離間距離
Ｗ′を夫々１２及び１２／２ としこれらＩＤＴの両外
側には同様の電極指周期をもった反射器１４．１４’
を配置せしめたものである。
に電極指周期ｔ−１１とした２対の入出カイフタデジタ
ルトランスジューサ（ＩＤＴ）１１．１１’ ？その隣
接するＩＤＴ電極指中心間距離Ｗが１１／２となるよう
互いに隔てて配置すると共にこれらＩＤＴの両外側にア
ルミストリップ等による反射器１２．１２’ ？設け
たものであり、他方の２ポートＳＡＷ共振器５も同様の
構成音とるが共振周波数を異ならせるために入出力ＩＤ
Ｔ１３ 、１３’の電極指周期及び該ＩＤＴの離間距離
Ｗ′を夫々１２及び１２／２ としこれらＩＤＴの両外
側には同様の電極指周期をもった反射器１４．１４’
を配置せしめたものである。
尚、夫々の共振周波数ｆ＝、ｆｔは前記圧電基板上に於
けるＳＡＷの伝搬速度を■とすれば夫々ｆｌ＝ｖ／１１
及びｆ２＝ｖ／１２で与えられるから所望の通過帯域に
対応する周波数に応じて適宜設定すればよい。
けるＳＡＷの伝搬速度を■とすれば夫々ｆｌ＝ｖ／１１
及びｆ２＝ｖ／１２で与えられるから所望の通過帯域に
対応する周波数に応じて適宜設定すればよい。
このように組合せた２つの２ポートＳＡＷ共振器の各入
出力端間に於ける位相シフト量について検討すれば以下
の通りである。
出力端間に於ける位相シフト量について検討すれば以下
の通りである。
即ち、第１図の如く接続した２ポートＳＡＷ共振器を個
別にみれば夫々第２図（ａ）及び（ｂｌに示すように出
力端子７．７′と９．９′との極性が反転したものとな
るから同一信号に対する各々の出力端に於ける位相差が
１８０°相違することは容易に理解できよう。
別にみれば夫々第２図（ａ）及び（ｂｌに示すように出
力端子７．７′と９．９′との極性が反転したものとな
るから同一信号に対する各々の出力端に於ける位相差が
１８０°相違することは容易に理解できよう。
このことは第３図に示す実験結果からも明らかである。
即ち、これはＳＴカット水晶を基板とした２ポート Ｓ
ＡＷ共振器の入出力ＩＤＴ電極指周期を５２ｐｍに設定
することによって共振周波数ｔ５ＱＭ）Ｉｚとしかつ該
電極の離隔距離を該電極指周期の１／２即ち２６７７ｍ
となるように構成した１つの２ポート ＳＡＷ共振器を
用いて、第２図（ａ）及び（ｂ）に示す如く出力端のア
ースを互いに異なるよう接続した場合の夫々の入出力端
間に於ける位相シフト：ｌを実測したものである。
ＡＷ共振器の入出力ＩＤＴ電極指周期を５２ｐｍに設定
することによって共振周波数ｔ５ＱＭ）Ｉｚとしかつ該
電極の離隔距離を該電極指周期の１／２即ち２６７７ｍ
となるように構成した１つの２ポート ＳＡＷ共振器を
用いて、第２図（ａ）及び（ｂ）に示す如く出力端のア
ースを互いに異なるよう接続した場合の夫々の入出力端
間に於ける位相シフト：ｌを実測したものである。
同図（ａ） （ｂｌの比較から明らかなように各々共振
周波数ｆ＝６ｏｙＨＩＺ に於ける位相シフト量は同図
［ａｌでは１８０’ｔｂｌに於いてはＯｏであり互いに
１８０°の位相差を有する。
周波数ｆ＝６ｏｙＨＩＺ に於ける位相シフト量は同図
［ａｌでは１８０’ｔｂｌに於いてはＯｏであり互いに
１８０°の位相差を有する。
従って、第２図ｆａ） 、 ｉｂ）に基づいて第１図全
等価回路で表わせば第４図に示すように一方のＳＡＷ共
振器の入出力ＩＤＴ結合部に１８０°位相シフトするト
ランスＴが挿入されたものと等価となり、これを更に等
価変換すればｗＩ、５図に示す如くラチス回路で表わす
ことができ、これは周知のようにバンドパスフィルタで
ある。
等価回路で表わせば第４図に示すように一方のＳＡＷ共
振器の入出力ＩＤＴ結合部に１８０°位相シフトするト
ランスＴが挿入されたものと等価となり、これを更に等
価変換すればｗＩ、５図に示す如くラチス回路で表わす
ことができ、これは周知のようにバンドパスフィルタで
ある。
伺、前記Ｗｃ４図、第５図の等価回路要素Ｌｌ。
Ｌ２．ＣＩ 、Ｃ！及びＣｏｔ 、Ｃｏ２．Ｃｏｔ’、
Ｃｏｔ’は前記２つの２ポート８ＡＷ＄４ｆｉ器の等価
インダクタンス、等価容量及び入出力ＩＤＴの並列容量
でありｆ ｔ＝１／ ２ｔ ｖ／ｒテア、 ｆ ｚ ＝
１／２ｒ１７πの関係を有する。
Ｃｏｔ’は前記２つの２ポート８ＡＷ＄４ｆｉ器の等価
インダクタンス、等価容量及び入出力ＩＤＴの並列容量
でありｆ ｔ＝１／ ２ｔ ｖ／ｒテア、 ｆ ｚ ＝
１／２ｒ１７πの関係を有する。
以上説明したように同一位相関係をもった２つの２ポー
トＳＡＷ共振器の入出力端子の組合−を接ａＫよってバ
ンドパスフィルタを実現することを示したが、この理論
に基づいて第１図の如く作製したＳＡＷバンドパスフィ
ルタの特性ｆ：第６図（ａ） （ｂｌに示す。
トＳＡＷ共振器の入出力端子の組合−を接ａＫよってバ
ンドパスフィルタを実現することを示したが、この理論
に基づいて第１図の如く作製したＳＡＷバンドパスフィ
ルタの特性ｆ：第６図（ａ） （ｂｌに示す。
同図（ω（ｂｌのちがいは２つの２ポートＳＡＷ共振器
の入出力端の組合せの差によるもので接地端子のえらび
方のちがいＫよって若干特性が異なるが、これは入出力
を容量がラチス回路の直列腕若しくは並列腕のいづれに
含まれるかの差異によるものである。
の入出力端の組合せの差によるもので接地端子のえらび
方のちがいＫよって若干特性が異なるが、これは入出力
を容量がラチス回路の直列腕若しくは並列腕のいづれに
含まれるかの差異によるものである。
又、参考までに各２ポートＳＡＷ共振器単独の振幅特性
を同図（ｃｌ （ｄ）に示す。
を同図（ｃｌ （ｄ）に示す。
尚、上述した実施例では２つの２ポートＳＡＷ共揚器の
入出力端子間の位相シフト量が同一の場合を例示したが
両者の差が２１１にの場合も同様にバンドパスフィルタ
になり得ることも自明であって、この場合夫々の２ポー
ト ＳＡＷ共振器の入出力ＩＤＴ電極間隔Ｗは互いにｎ
／の差が許容される。
入出力端子間の位相シフト量が同一の場合を例示したが
両者の差が２１１にの場合も同様にバンドパスフィルタ
になり得ることも自明であって、この場合夫々の２ポー
ト ＳＡＷ共振器の入出力ＩＤＴ電極間隔Ｗは互いにｎ
／の差が許容される。
以上説明した実施例はいづれも同一位相関係を有する２
つの２ポート ＳＡＷ共振器の入出力端の組合せによっ
て互いの位相関係が１８０°異なるよう構成する場合を
例示したが２本発明の実施にあたっては２ポートＳＡＷ
共振器自身の位相特性が互いに１８０°異なるものを用
いても同様にフィルタを実現することができる。
つの２ポート ＳＡＷ共振器の入出力端の組合せによっ
て互いの位相関係が１８０°異なるよう構成する場合を
例示したが２本発明の実施にあたっては２ポートＳＡＷ
共振器自身の位相特性が互いに１８０°異なるものを用
いても同様にフィルタを実現することができる。
以下、このための８ＡＷ共振器の電極構造及び並列接続
方法について説明する。
方法について説明する。
第７図（ａ）は入出力端間の位相シフト量を互いに１８
０°異ならせるための電極構造の一例を示す図であって
、この実施例では並列接続する２つの２ポート ＳＡＷ
共振器の入出力ＩＤＴ間隔Ｗｆ：夫々（ｐ＋１）ｌ、（
ｑ±−） ｌ ； （ｐ 、 ｑは共に正の整数４ゆ皐
啼）と設定したものである。これ！即ち（ｌの整数倍）
： ｌ／２となるから２つの２ポートＳＡＷ共振器の
入出力端間位相シフト量の差が（２ｎ＋ｌ）π 異なる
こととなり前記第１図に示したものと同様バンドパスフ
ィルタとなる。
０°異ならせるための電極構造の一例を示す図であって
、この実施例では並列接続する２つの２ポート ＳＡＷ
共振器の入出力ＩＤＴ間隔Ｗｆ：夫々（ｐ＋１）ｌ、（
ｑ±−） ｌ ； （ｐ 、 ｑは共に正の整数４ゆ皐
啼）と設定したものである。これ！即ち（ｌの整数倍）
： ｌ／２となるから２つの２ポートＳＡＷ共振器の
入出力端間位相シフト量の差が（２ｎ＋ｌ）π 異なる
こととなり前記第１図に示したものと同様バンドパスフ
ィルタとなる。
又、第７図＋ｂ＞に示す如く２つの２ポートＳＡＷ共振
器のＩＤＴ電極１６．１７の間隔Ｗが共にｎ ｌ ／
２と同一であっても一方の出力ＩＤＴ電極１７ｔ−８Ａ
Ｗの進行方向を軸として１８００回転した構造とすれば
同様に双方の２ポート共振器の位相シフト量を互いに１
８０°異ったものとなしうる。問、前記両電極間隔差が
更にｎｌだけ異なる場合も同様である。
器のＩＤＴ電極１６．１７の間隔Ｗが共にｎ ｌ ／
２と同一であっても一方の出力ＩＤＴ電極１７ｔ−８Ａ
Ｗの進行方向を軸として１８００回転した構造とすれば
同様に双方の２ポート共振器の位相シフト量を互いに１
８０°異ったものとなしうる。問、前記両電極間隔差が
更にｎｌだけ異なる場合も同様である。
以上の説明では双方の２ボー） ＳＡＷ共振器の位相シ
フ）１１がいづれもＯｏか又はｎπの場合を示したが１
本発明に用いる２ボー） ＳＡＷ共振器はこれにとどま
らず要は両者の位相差が（２ｎ＋ｌ）ｒ異なればよく１
例えば一方の共振器の入出力端子間位相シフト量がｋｆ
（ｋは正の実数）であるとき他方が（ｋ＋２ｎ−１）ｆ
であればよいこと容易に理解できよう。
フ）１１がいづれもＯｏか又はｎπの場合を示したが１
本発明に用いる２ボー） ＳＡＷ共振器はこれにとどま
らず要は両者の位相差が（２ｎ＋ｌ）ｒ異なればよく１
例えば一方の共振器の入出力端子間位相シフト量がｋｆ
（ｋは正の実数）であるとき他方が（ｋ＋２ｎ−１）ｆ
であればよいこと容易に理解できよう。
尚９本発明に係かる２ポートｓＡＷバンドパスフイルタ
に於ける通過周波数及びその帯域幅の設定にあたっては
従来のフィルタ設計方法と同様に行なえばよく、更に２
ボー） ＳＡＷ共振器のスプリアス改善手法或はそのた
めの電極構造等周知の技術を用いてフィルタの特性を向
上しうろこと明らかである。
に於ける通過周波数及びその帯域幅の設定にあたっては
従来のフィルタ設計方法と同様に行なえばよく、更に２
ボー） ＳＡＷ共振器のスプリアス改善手法或はそのた
めの電極構造等周知の技術を用いてフィルタの特性を向
上しうろこと明らかである。
例えば、２ボー） ＳＡＷ共振器の特性改良或は製造工
程簡略化のために第８図（ａ）に示す如く同一圧電基板
２０上に２つの２ポートＳＡＷ共振器を一体に形成し又
は各入出力ＩＤＴ２１と２１′及び２２と２２′の間に
シールド用アースノくタン２５を設は両電極間を遮蔽し
てもよく・これによってより一層フィルタの減衰特性の
向上をはかることができる。この場合前記シールド用ア
ースパタンを同図＋ｂｌの如く他のアース電極と一体に
構成すること一向にさしつかえない。
程簡略化のために第８図（ａ）に示す如く同一圧電基板
２０上に２つの２ポートＳＡＷ共振器を一体に形成し又
は各入出力ＩＤＴ２１と２１′及び２２と２２′の間に
シールド用アースノくタン２５を設は両電極間を遮蔽し
てもよく・これによってより一層フィルタの減衰特性の
向上をはかることができる。この場合前記シールド用ア
ースパタンを同図＋ｂｌの如く他のアース電極と一体に
構成すること一向にさしつかえない。
以上述べた実施例ではいづれも２つの共振器を並列接続
する場合を示したが１本発明はこれに限定する必要はな
く、一般的なフィルタと同様上述した各フィルタを基本
区間としこれらを多段縦続接続することによって更に急
峻かカットオフ特性と大きな保証減衰量をもつ九バンド
パスフィルタを実現することができる。
する場合を示したが１本発明はこれに限定する必要はな
く、一般的なフィルタと同様上述した各フィルタを基本
区間としこれらを多段縦続接続することによって更に急
峻かカットオフ特性と大きな保証減衰量をもつ九バンド
パスフィルタを実現することができる。
このように多段縦続接続する方法としては。
以上実施例で説明した基本的な２ボー）ＳＡＷフィルタ
をその入出力端の極性を考慮しつつ単に複数接続すれば
よいが゛、製造工程簡略化の九め一つの圧電基板上に所
望の区間の２ポ一トＳＡＷ共振器パターン全一体形成す
ることも可能である。
をその入出力端の極性を考慮しつつ単に複数接続すれば
よいが゛、製造工程簡略化の九め一つの圧電基板上に所
望の区間の２ポ一トＳＡＷ共振器パターン全一体形成す
ることも可能である。
第９図は本発明の他の実施例を示す模式的構成図であっ
て、同一圧電基板２７上に２区間のＳＡＷフィルタを縦
続接続したものである。
て、同一圧電基板２７上に２区間のＳＡＷフィルタを縦
続接続したものである。
この実施例では各入出力ＩＤＴ電極のホットラインを共
通化しかつ夫々のアース側電極は入出力ＩＤＴ間に挿入
したシールド用アースバタン （と一体成形することに
よって製造工程の簡略化及び保証減衰量改善をはかつ九
。
通化しかつ夫々のアース側電極は入出力ＩＤＴ間に挿入
したシールド用アースバタン （と一体成形することに
よって製造工程の簡略化及び保証減衰量改善をはかつ九
。
又、各基本区間に於ける両弁振器の入出力間の位相シフ
ト量’１１８０’異ならせる手段としては各入出力ＩＤ
Ｔのうち出力電極の一方（同図に於いては右下方電極）
を電極指周期の１／２だけずらした構成をとる。
ト量’１１８０’異ならせる手段としては各入出力ＩＤ
Ｔのうち出力電極の一方（同図に於いては右下方電極）
を電極指周期の１／２だけずらした構成をとる。
このように構成すれば特別にワイヤボンデング接続を行
うことなく２段縦続接続フィルタを構成することができ
るが、同様にして３段以上任意区間の縦続接続を容易に
構成しうろこと明 よらかであろう。
うことなく２段縦続接続フィルタを構成することができ
るが、同様にして３段以上任意区間の縦続接続を容易に
構成しうろこと明 よらかであろう。
更に、従来から複数の共振器或はフィルタを並列接続す
ることによって通過周波数帯域全拡大したり通過域のリ
ップルを改善することが行なわれているが１本発明の実
施にあたってこの手法を応用することも可能であって、
この場合以上説明した本発明に係かる各ｆｌｓＡＷ共損
器フィルタ全並列接続すればよいこと自明である。
ることによって通過周波数帯域全拡大したり通過域のリ
ップルを改善することが行なわれているが１本発明の実
施にあたってこの手法を応用することも可能であって、
この場合以上説明した本発明に係かる各ｆｌｓＡＷ共損
器フィルタ全並列接続すればよいこと自明である。
発明の効果）
本発明は以上説明した如く構成し高価大型のハイブリッ
ドトランスを用いることなく極めて簡便彦手法によりバ
ンドバスフィルりを実現するものであるから、殊に高置
ａＷＩに於いて小型かつ比帯域を任意に設定しうるバン
ドパスフィルタを極めて安価に得るうえで著効全奏する
。
ドトランスを用いることなく極めて簡便彦手法によりバ
ンドバスフィルりを実現するものであるから、殊に高置
ａＷＩに於いて小型かつ比帯域を任意に設定しうるバン
ドパスフィルタを極めて安価に得るうえで著効全奏する
。
尚１本発明は以上説明し之実施例に限定される必要はな
く、圧電基板材料、ＩＤＴ電極配置等他にも種々の変形
実施が可能なること明らかである。
く、圧電基板材料、ＩＤＴ電極配置等他にも種々の変形
実施が可能なること明らかである。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図（ａ）
及び（ｂｌは前記第１図に於ける各共ｉ器の位相関係を
説明する図、第３図（ａｔ及び（ｂｌは共振器の位相特
性図、第４図及び第５図は共に前記第１図の等価回路図
、第６図（ａｔ乃至（ｄｌは本発明の具体的実施例の実
験結果を示す図、第７図（ａｌ及び（ｂｌはＳＡＷ共振
器の電極構成例を説明する図、第８図（ａｔ及び（ｂｌ
は本発明の他の実施例を示す構成図、第１０図は従来の
フィルタを示す構成図である。 ４及び５・・・・・・・・・２ボー）ＳＡＷ共振器。 ６．６′乃至９．９′・・・・・・・・・２ポートＳＡ
Ｗ共振器の入出力端、 １０．１６．１７及び２０
・・・・・・圧電基板、 １１．１１’及び１３．
１３’・・・・・・入出力ＩＤＴ０ 特許出願人 東洋通信機株式会社 第 ３ 口 （に＜、ン（ｂ） ｍＦＩＬ数（ＭＨｚ］ 第 ９− 図 第 ミ 図 】Ｉ 乙 目 （ａ）闇支抹 第６１！ｌ （Ｃ） （ｄ＞
及び（ｂｌは前記第１図に於ける各共ｉ器の位相関係を
説明する図、第３図（ａｔ及び（ｂｌは共振器の位相特
性図、第４図及び第５図は共に前記第１図の等価回路図
、第６図（ａｔ乃至（ｄｌは本発明の具体的実施例の実
験結果を示す図、第７図（ａｌ及び（ｂｌはＳＡＷ共振
器の電極構成例を説明する図、第８図（ａｔ及び（ｂｌ
は本発明の他の実施例を示す構成図、第１０図は従来の
フィルタを示す構成図である。 ４及び５・・・・・・・・・２ボー）ＳＡＷ共振器。 ６．６′乃至９．９′・・・・・・・・・２ポートＳＡ
Ｗ共振器の入出力端、 １０．１６．１７及び２０
・・・・・・圧電基板、 １１．１１’及び１３．
１３’・・・・・・入出力ＩＤＴ０ 特許出願人 東洋通信機株式会社 第 ３ 口 （に＜、ン（ｂ） ｍＦＩＬ数（ＭＨｚ］ 第 ９− 図 第 ミ 図 】Ｉ 乙 目 （ａ）闇支抹 第６１！ｌ （Ｃ） （ｄ＞
Claims (6)
- （１）周波数が異なる２つの２ポートＳＡＷ共振器を両
者の入出力端子間の位相シフト量が互いに（２ｎ＋１）
π（ｎ＝０、１、２・・・・・・以下同様）異なるよう
並列接続したことを特徴とするＳＡＷ共振器フィルタ。 - （２）前記２つの２ポートＳＡＷ共振器の入出力端子間
の位相シフト量が互いに２ｎπ異なる場合に於いて、こ
れらを並列接続するにあたっていづれか一方の共振器の
入力又は出力端子の極性を反転せしめる如く接続するこ
とによって夫々の出力端に於いて合成する両共振器の出
力信号の位相関係を互いに（２ｎ＋１）π異ならしめた
ことを特徴とする特許請求の範囲１項記載のＳＡＷ共振
器フィルタ。 - （３）前記２つの２ポートＳＡＷ共振器自体の入出力端
子間の位相シフト量が互いに（２ｎ＋１）π異なるもの
である場合対向する入出力端子を互いに同一極性になる
よう並列接続したことを特徴とする特許請求の範囲１項
記載のＳＡＷ共振器フィルタ。 - （４）前記特許請求の範囲１項、２項又は３項記載のＳ
ＡＷ共振器フィルタを基本区間としてこれを多段縦続接
続したことを特徴とするＳＡＷ共振器フィルタ。 - （５）前記２ポートＳＡＷ共振器の一部又はすべてが同
一圧電基板上に一体に形成されたものであることを特徴
とする特許請求の範囲１項乃至４項記載のＳＡＷ共振器
フィルタ。 - （６）前記特許請求の範囲１項乃至５項記載のＳＡＷ共
振器フィルタを複数個並列接続したことを特徴とするＳ
ＡＷ共振器フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18272985A JPS6243204A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | Ｓａｗ共振器フイルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18272985A JPS6243204A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | Ｓａｗ共振器フイルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6243204A true JPS6243204A (ja) | 1987-02-25 |
Family
ID=16123421
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18272985A Pending JPS6243204A (ja) | 1985-08-20 | 1985-08-20 | Ｓａｗ共振器フイルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6243204A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01170210A (ja) * | 1987-12-25 | 1989-07-05 | Toshiba Corp | 弾性表面波共振装置 |
| JPH01208010A (ja) * | 1987-12-30 | 1989-08-22 | Motorola Inc | モノリシツクな格子型弾性表面波フイルタ |
| US5296824A (en) * | 1991-12-02 | 1994-03-22 | Motorola, Inc. | Low loss wide bandwidth parallel channel acoustic filter |
| US5357228A (en) * | 1990-02-02 | 1994-10-18 | Thomson-Csf | Surface acoustic wave filter having channels which are offset |
| WO1998000914A1 (fr) * | 1996-06-28 | 1998-01-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Composant a ondes acoustiques de surface |
| EP1137176A3 (en) * | 2000-03-17 | 2003-08-20 | Fujitsu Media Devices Limited | Surface acoustic wave device |
| US6842090B2 (en) | 1999-10-04 | 2005-01-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Surface acoustic wave device utilizing opposite propagation direction regions and resonant mode coupling |
| JP2015502086A (ja) * | 2011-11-10 | 2015-01-19 | クアルコム，インコーポレイテッド | 電気的に並列に結合された２ポート共振器 |
-
1985
- 1985-08-20 JP JP18272985A patent/JPS6243204A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01170210A (ja) * | 1987-12-25 | 1989-07-05 | Toshiba Corp | 弾性表面波共振装置 |
| JPH01208010A (ja) * | 1987-12-30 | 1989-08-22 | Motorola Inc | モノリシツクな格子型弾性表面波フイルタ |
| US5357228A (en) * | 1990-02-02 | 1994-10-18 | Thomson-Csf | Surface acoustic wave filter having channels which are offset |
| US5296824A (en) * | 1991-12-02 | 1994-03-22 | Motorola, Inc. | Low loss wide bandwidth parallel channel acoustic filter |
| WO1998000914A1 (fr) * | 1996-06-28 | 1998-01-08 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Composant a ondes acoustiques de surface |
| US6842090B2 (en) | 1999-10-04 | 2005-01-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Surface acoustic wave device utilizing opposite propagation direction regions and resonant mode coupling |
| EP1137176A3 (en) * | 2000-03-17 | 2003-08-20 | Fujitsu Media Devices Limited | Surface acoustic wave device |
| JP2015502086A (ja) * | 2011-11-10 | 2015-01-19 | クアルコム，インコーポレイテッド | 電気的に並列に結合された２ポート共振器 |
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