JPS6240895B2 - - Google Patents
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- JPS6240895B2 JPS6240895B2 JP20418681A JP20418681A JPS6240895B2 JP S6240895 B2 JPS6240895 B2 JP S6240895B2 JP 20418681 A JP20418681 A JP 20418681A JP 20418681 A JP20418681 A JP 20418681A JP S6240895 B2 JPS6240895 B2 JP S6240895B2
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- rectangular wave
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 2
- 101100042630 Caenorhabditis elegans sin-3 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000010356 wave oscillation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/54—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving generating subcarriers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1653—Detection of the presence of stereo signals and pilot signal regeneration
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はステレオチユーナにおけるサブキヤリ
ヤ信号発生装置に関し、特にFMステレオチユー
ナにおけるステレオパイロツト信号と同期した正
弦波状のサブキヤリヤ信号を発生する装置に関す
る。
ヤ信号発生装置に関し、特にFMステレオチユー
ナにおけるステレオパイロツト信号と同期した正
弦波状のサブキヤリヤ信号を発生する装置に関す
る。
FMステレオチユーナにおけるMPX（マルチプ
レツクス）復調器では、ステレオコンポジツト信
号中のサブ信号を復調するために、38KHzの正
弦波サブキヤリヤ信号を発生させ、これとコンポ
ジツト信号とを乗算している。このパイロツト信
号に同期した38KHzサブキヤリヤ信号を発生さ
せるには、第１図に示す如きPLL（フエイズロツ
クドループ）回路を用いている。
レツクス）復調器では、ステレオコンポジツト信
号中のサブ信号を復調するために、38KHzの正
弦波サブキヤリヤ信号を発生させ、これとコンポ
ジツト信号とを乗算している。このパイロツト信
号に同期した38KHzサブキヤリヤ信号を発生さ
せるには、第１図に示す如きPLL（フエイズロツ
クドループ）回路を用いている。
すなわち、パイロツト信号ａは位相比較器１に
おいて1/2分周器２からの19KHz信号ｆと位相比
較され、その比較出力はLPF３とDCアンプ４を
通つてVCO（電圧制御型発振器）５へ入力され
る。このVCO５は76KHzのトリガパルスｂを発
生し、1/2分周器６により38KHz矩形波ｃとな
る。この矩形波信号ｃをBPF（又はLPF）７へ入
力して38KHzの正弦波サブキヤリヤ信号ｄを得
ている。この信号ｄはまた、レベルコンパレータ
８へ印加されて同相の矩形波信号ｅに変換され先
の1/2分周器２において19KHz矩形波ｆとなるも
のである。こうして、コンポジツト信号中のステ
レオパイロツト信号ａに同期した正弦波サブキヤ
リヤ信号が得られる。
おいて1/2分周器２からの19KHz信号ｆと位相比
較され、その比較出力はLPF３とDCアンプ４を
通つてVCO（電圧制御型発振器）５へ入力され
る。このVCO５は76KHzのトリガパルスｂを発
生し、1/2分周器６により38KHz矩形波ｃとな
る。この矩形波信号ｃをBPF（又はLPF）７へ入
力して38KHzの正弦波サブキヤリヤ信号ｄを得
ている。この信号ｄはまた、レベルコンパレータ
８へ印加されて同相の矩形波信号ｅに変換され先
の1/2分周器２において19KHz矩形波ｆとなるも
のである。こうして、コンポジツト信号中のステ
レオパイロツト信号ａに同期した正弦波サブキヤ
リヤ信号が得られる。
第２図ａ〜ｆに第１図の回路の各部信号ａ〜ｆ
の波形が夫々示されている。
の波形が夫々示されている。
ここで、BPF７に入力される38KHz矩形波
は、 υ(t)＝(4/π)sinωst＋(4/3π)sin3ωst＋(4/5π)sin5ωst＋…… ……(1) と表わされる。尚、ωｓはサブキヤリヤ信号の角
周波数である。この(1)式で示される波形は第３図
ａの如くであり、その周波数スペクトラムは同図
ｂの如くになつている。つまり、３倍、５倍、…
…という奇数次高調波が基本波に対して1/3、1/
５、……というレベルをもつて含まれているため
に、BPF（又はLPF）７の伝送特性は第４図のよ
うにする必要がある。その結果、フイルタ素子数
が多くなつたり、38KHzのく近傍で利得が低下
し始めるために、温度ドリフト等によつて
38KHz正弦波のレベルが変化する欠点がある。
は、 υ(t)＝(4/π)sinωst＋(4/3π)sin3ωst＋(4/5π)sin5ωst＋…… ……(1) と表わされる。尚、ωｓはサブキヤリヤ信号の角
周波数である。この(1)式で示される波形は第３図
ａの如くであり、その周波数スペクトラムは同図
ｂの如くになつている。つまり、３倍、５倍、…
…という奇数次高調波が基本波に対して1/3、1/
５、……というレベルをもつて含まれているため
に、BPF（又はLPF）７の伝送特性は第４図のよ
うにする必要がある。その結果、フイルタ素子数
が多くなつたり、38KHzのく近傍で利得が低下
し始めるために、温度ドリフト等によつて
38KHz正弦波のレベルが変化する欠点がある。
本発明の目的は、38KHz矩形波信号に含まれ
る３次、５次等の高調波成分を排除してフイルタ
の設計を容易として38KHz信号のレベル変動を
なくしたサブキヤリヤ信号発生装置を提供するこ
とである。
る３次、５次等の高調波成分を排除してフイルタ
の設計を容易として38KHz信号のレベル変動を
なくしたサブキヤリヤ信号発生装置を提供するこ
とである。
本発明によるステレオチユーナにおけるサブキ
ヤリヤ信号発生装置は、ステレオパイロツト信号
と同期しこのパイロツト信号周波数の４倍の基本
波を有するデユーテイ50％の対称三角波信号を発
生する手段と、この三角波信号とこの信号の中心
レベルとを比較して第１の矩形波信号を発生する
手段と、三角波信号の上下頂点到達タイミング間
に等しいパルス幅を有する第２の矩形波信号を発
生する手段と、第２の矩形波信号を1/2に分周す
る手段と、この分周出力と第１の矩形波信号とを
２入力するレベル一致検出手段と、分周出力と一
致検出出力とを所望比（√２＋１）にて加算する
手段と、この加算出力の基本波成分を抽出してサ
ブキヤリヤ信号として出力する手段とを含むこと
を特徴としている。
ヤリヤ信号発生装置は、ステレオパイロツト信号
と同期しこのパイロツト信号周波数の４倍の基本
波を有するデユーテイ50％の対称三角波信号を発
生する手段と、この三角波信号とこの信号の中心
レベルとを比較して第１の矩形波信号を発生する
手段と、三角波信号の上下頂点到達タイミング間
に等しいパルス幅を有する第２の矩形波信号を発
生する手段と、第２の矩形波信号を1/2に分周す
る手段と、この分周出力と第１の矩形波信号とを
２入力するレベル一致検出手段と、分周出力と一
致検出出力とを所望比（√２＋１）にて加算する
手段と、この加算出力の基本波成分を抽出してサ
ブキヤリヤ信号として出力する手段とを含むこと
を特徴としている。
以下に本発明を図面を用いて説明する。
第５図は本発明の実施例の回路図であり、第１
図と同等部分は同一符号により示されている。第
１図の従来例と異なる部分について述べれば、
VCO５は76KHzの基本波を有して50％デユーテ
イの対称三角波信号ａを発振している。この出力
ａが各レベルコンパレータ９〜１１の入力となつ
ている。コンパレータ１０は比較レベルを三角波
信号ａの中心レベルとするもので、よつてその比
較出力ｄはデユーテイ50％の76KHz（２ωｓす
なわちパイロツト信号周波数の４倍の周波数）の
矩形波となり、第１の矩形波信号と称する。コン
パレータ９，１１は比較レベルを三角波信号ａの
上下頂点レベルとするものであり、よつて各比較
出力ｂ，ｃは三角波信号ａが上下頂点に達したタ
イミング時に瞬時に高レベルとなるパルス列とな
る。両タイミング信号ｂ，ｃはＲ−Ｓフリツプフ
ロツプ１２のセツト及びリセツト入力となつてお
り、このフリツプフロツプＱの出力ｅには三角波
信号ａの上下頂点到達タイミング間に等しいパル
ス幅を有するデユーテイ50％の矩形波信号ｅが得
られるもので、この信号ｅを第２の矩形波信号と
称する。この第２の矩形波信号ｅがVCO５へ帰
還されて三角波の発生制御を行つている。
図と同等部分は同一符号により示されている。第
１図の従来例と異なる部分について述べれば、
VCO５は76KHzの基本波を有して50％デユーテ
イの対称三角波信号ａを発振している。この出力
ａが各レベルコンパレータ９〜１１の入力となつ
ている。コンパレータ１０は比較レベルを三角波
信号ａの中心レベルとするもので、よつてその比
較出力ｄはデユーテイ50％の76KHz（２ωｓす
なわちパイロツト信号周波数の４倍の周波数）の
矩形波となり、第１の矩形波信号と称する。コン
パレータ９，１１は比較レベルを三角波信号ａの
上下頂点レベルとするものであり、よつて各比較
出力ｂ，ｃは三角波信号ａが上下頂点に達したタ
イミング時に瞬時に高レベルとなるパルス列とな
る。両タイミング信号ｂ，ｃはＲ−Ｓフリツプフ
ロツプ１２のセツト及びリセツト入力となつてお
り、このフリツプフロツプＱの出力ｅには三角波
信号ａの上下頂点到達タイミング間に等しいパル
ス幅を有するデユーテイ50％の矩形波信号ｅが得
られるもので、この信号ｅを第２の矩形波信号と
称する。この第２の矩形波信号ｅがVCO５へ帰
還されて三角波の発生制御を行つている。
第２の矩形波信号ｅは分周器６にて1/2に分周
されてその分周出力ｆが加算回路１３及びレベル
一致検出器としての排他的論理和ゲート１４の各
一入力となつている。また、第１の矩形波信号ｄ
はゲート１３の他入力とされており、このゲート
１４によるレベル一致検出出力ｇが加算回路１３
の他入力となつている。この加算出力ｈはBPF
（又はLPF）７を経て正弦波サブキヤリヤ信号ｉ
となり回路出力となると共に、レベルコンパレー
タ８にて38KHzの矩形波に変換されて、1/2分周
器２により19KHz矩形波とされ位相比較器１に
おいてステレオパイロツト信号と位相比較される
構成である。
されてその分周出力ｆが加算回路１３及びレベル
一致検出器としての排他的論理和ゲート１４の各
一入力となつている。また、第１の矩形波信号ｄ
はゲート１３の他入力とされており、このゲート
１４によるレベル一致検出出力ｇが加算回路１３
の他入力となつている。この加算出力ｈはBPF
（又はLPF）７を経て正弦波サブキヤリヤ信号ｉ
となり回路出力となると共に、レベルコンパレー
タ８にて38KHzの矩形波に変換されて、1/2分周
器２により19KHz矩形波とされ位相比較器１に
おいてステレオパイロツト信号と位相比較される
構成である。
第６図ａ〜ｉは第５図の回路の各部信号ａ〜ｉ
の波形を夫々示している。VCO５の出力電圧が
上昇して上側コンパレートレベルに達するとコン
パレータ９の出力ｂが高レベルになり、フリツプ
フロツプ１２がセツトされてそのＱ出力ｅが高レ
ベルとなり、それに応答してVCO５の出力は下
降に転じる。よつてコンパレータ９の出力は低レ
ベルへ戻る。しかし、フリツプフロツプ１２の出
力は高レベルを維持しているからVCO出力ａは
下降し続ける。VCO出力ａが下側コンパレート
レベルに達すると、コンパレータ１１の出力ｃが
高レベルとなつて、フリツプフロツプ１２をリセ
ツトしＱ出力ｅは低レベルとなる。よつて、
VCO出力は上昇に転じコンパレータ出力ｃは低
レベルへ戻る。しかし、フリツプフロツプ１２の
出力は低レベルのままであり、VCO出力ａは上
昇し続けることになる。以下順次この動作を繰返
すものである。
の波形を夫々示している。VCO５の出力電圧が
上昇して上側コンパレートレベルに達するとコン
パレータ９の出力ｂが高レベルになり、フリツプ
フロツプ１２がセツトされてそのＱ出力ｅが高レ
ベルとなり、それに応答してVCO５の出力は下
降に転じる。よつてコンパレータ９の出力は低レ
ベルへ戻る。しかし、フリツプフロツプ１２の出
力は高レベルを維持しているからVCO出力ａは
下降し続ける。VCO出力ａが下側コンパレート
レベルに達すると、コンパレータ１１の出力ｃが
高レベルとなつて、フリツプフロツプ１２をリセ
ツトしＱ出力ｅは低レベルとなる。よつて、
VCO出力は上昇に転じコンパレータ出力ｃは低
レベルへ戻る。しかし、フリツプフロツプ１２の
出力は低レベルのままであり、VCO出力ａは上
昇し続けることになる。以下順次この動作を繰返
すものである。
このフリツプフロツプ１２の出力ｅは76KHz
であり、またコンパレータ１０の出力ｄも同じく
76KHzであつて、両方出力ｅ，ｄは第６図ｅ，
ｄに示すように互いに90゜位相差を有するデユー
テイ50％の矩形波となる。フリツプフロツプ１２
の出力ｅを分周器６により1/2分周して38KHzの
矩形波ｆが得られるが、これはパイロツト信号に
同期した38KHz矩形波であり、またこれに対し
1/8周期だけずれた76KHz矩形波ｄがコンパレー
タ１０より得られることになる。信号ｆとｄとを
レベル一致検出器１４へ入力することにより、図
ｇに示す一致検出出力が得られる。
であり、またコンパレータ１０の出力ｄも同じく
76KHzであつて、両方出力ｅ，ｄは第６図ｅ，
ｄに示すように互いに90゜位相差を有するデユー
テイ50％の矩形波となる。フリツプフロツプ１２
の出力ｅを分周器６により1/2分周して38KHzの
矩形波ｆが得られるが、これはパイロツト信号に
同期した38KHz矩形波であり、またこれに対し
1/8周期だけずれた76KHz矩形波ｄがコンパレー
タ１０より得られることになる。信号ｆとｄとを
レベル一致検出器１４へ入力することにより、図
ｇに示す一致検出出力が得られる。
1/2分周器６の出力ｆと一致検出出力ｇとを
（√２＋１）：１なるレベル比較にて加算すれば
図ｈに示す波形が得られる。これがBPF７の入力
となり、基本波成分のみをこのBPFにて抽出する
ことにより38KHzの制限波サブキヤリヤが図ｉ
のように得られる。
（√２＋１）：１なるレベル比較にて加算すれば
図ｈに示す波形が得られる。これがBPF７の入力
となり、基本波成分のみをこのBPFにて抽出する
ことにより38KHzの制限波サブキヤリヤが図ｉ
のように得られる。
第７図においては、第５図の回路の各部信号
ｅ，ｄ，ｆ及びｇの波形の詳細が夫々示されてい
る。ここで、第７図に示した38KHz矩形波ｆを
υ１（ｔ）とすると、 υ１(t)＝(4/π)sinωst＋(4/3π)sin3ωst＋(4/5π)sin5ωst＋ ……(2) となり、また76KHz矩形波ｄをυ２（ｔ）とす
れば、 υ２(t)＝(4/π)sin2ωｓ(t-T/8)＋(4/3π)sin6ωｓ(t-T/8) ＋(4/5π)sin10ωｓ(t-T/8)＋…… ……(3) となる。尚、Ｔは38KHz矩形波の１周期を示し
ている。更に、一致検出出力ｇをυ３（ｔ）とす
れば、 υ３(t)＝(4/π)〔（√２−１）sinωst−｛（√２＋１）／３｝sin3ωst −｛（√２＋１）／５｝sin5ωst＋｛（√２−１）／７｝sin7ωst＋……〕 ……(4) となる。従つて、(2)及び(4)式で示される信号υ１
（ｔ）とυ３（ｔ）とを（√２＋１）：１なるレ
ベル比較をもつて加算すれば、加算出力（ｈ）
は、 υ４(t)＝｛8/(√2+1)π｝・｛sinωst＋(1/7)sin7ωst＋(1/9)sin9ωst＋……｝ …(5) となつて、３次及び５次の高調波を含まない信号
が得られる。
ｅ，ｄ，ｆ及びｇの波形の詳細が夫々示されてい
る。ここで、第７図に示した38KHz矩形波ｆを
υ１（ｔ）とすると、 υ１(t)＝(4/π)sinωst＋(4/3π)sin3ωst＋(4/5π)sin5ωst＋ ……(2) となり、また76KHz矩形波ｄをυ２（ｔ）とす
れば、 υ２(t)＝(4/π)sin2ωｓ(t-T/8)＋(4/3π)sin6ωｓ(t-T/8) ＋(4/5π)sin10ωｓ(t-T/8)＋…… ……(3) となる。尚、Ｔは38KHz矩形波の１周期を示し
ている。更に、一致検出出力ｇをυ３（ｔ）とす
れば、 υ３(t)＝(4/π)〔（√２−１）sinωst−｛（√２＋１）／３｝sin3ωst −｛（√２＋１）／５｝sin5ωst＋｛（√２−１）／７｝sin7ωst＋……〕 ……(4) となる。従つて、(2)及び(4)式で示される信号υ１
（ｔ）とυ３（ｔ）とを（√２＋１）：１なるレ
ベル比較をもつて加算すれば、加算出力（ｈ）
は、 υ４(t)＝｛8/(√2+1)π｝・｛sinωst＋(1/7)sin7ωst＋(1/9)sin9ωst＋……｝ …(5) となつて、３次及び５次の高調波を含まない信号
が得られる。
この加算信号ｈのυ４（ｔ）の周波数スペクト
ラムは第８図ａに示す如くなるから、同図ｂのよ
うにBPF７の通過帯域特性をより高域まで延ばす
ことが可能能となり、フイルタ７の設計が容易と
なると共に38KHzのレベル変動を防止すること
ができる。
ラムは第８図ａに示す如くなるから、同図ｂのよ
うにBPF７の通過帯域特性をより高域まで延ばす
ことが可能能となり、フイルタ７の設計が容易と
なると共に38KHzのレベル変動を防止すること
ができる。
第９図は第５図の回路の一部具体例を示す図で
あり、位相比較器１によるLPF３及びDCアンプ
４を経た比較出力は電流出力ＩIN型式でVCO５
に入力される。このVCO５は、コンデンサＣを
定電流Ioで充電放電して三角波信号を得るよう構
成されており、そのために差動トランジスタ
Q2，Q3、電流源トランジスタQ1よりなる差動ア
ンプとされており、トランジスタQ5，Q6，Q7及
びダイオードD2による帰還アンプにより、トラ
ンジスタQ1のエミツタ電位はE1に固定される。
従つて、トランジスタQ1のコレクタ電流Ioは、 Io＝Ｅ／Ro−ＩIN ……(6) となつて、位相比較出力に対応して変化すること
になり、これがコンデンサＣの充電電流となり、
コンデンサＣの端子電圧の傾斜角が制御される。
あり、位相比較器１によるLPF３及びDCアンプ
４を経た比較出力は電流出力ＩIN型式でVCO５
に入力される。このVCO５は、コンデンサＣを
定電流Ioで充電放電して三角波信号を得るよう構
成されており、そのために差動トランジスタ
Q2，Q3、電流源トランジスタQ1よりなる差動ア
ンプとされており、トランジスタQ5，Q6，Q7及
びダイオードD2による帰還アンプにより、トラ
ンジスタQ1のエミツタ電位はE1に固定される。
従つて、トランジスタQ1のコレクタ電流Ioは、 Io＝Ｅ／Ro−ＩIN ……(6) となつて、位相比較出力に対応して変化すること
になり、これがコンデンサＣの充電電流となり、
コンデンサＣの端子電圧の傾斜角が制御される。
トランジスタQ8，Q9より成る差動回路が、下
側コンパレータ１１であり、トランジスタQ12，
Q13より成る差動回路が上側コンパレータ９であ
る。そして、トランジスタQ21，Q22よりなる差
動回路が中点コンパレータとなつている。電圧
（E1＋E2）が下側コンパレートレベル、（E1＋E2＋
E3＋E4）が上側コンパレートレベルであり、（E1
＋E2＋E3）が中点コンパレートレベルとなり、E3
＝E4である。トランジスタQ14，Q15、抵抗R3〜
R8によりＲ−Ｓフリツプフロツプ１２が構成さ
れており、トランジスタQ17〜Q20及び抵抗R9〜
R14により1/2分周器６が構成されている。尚、ト
ランジスタQ25，Q26、及び抵抗R13〜R21よりなる
回路は76KHz矩形波の波形整形用フリツプフロ
ツプである。トランジスタQ2〜Q4、ダイオード
D1及び抵抗R1，R2より成る差動回路により、コ
ンデンサＣの充放電の切換え制御がなされるもの
で、そのためにフリツプフロツプ１２の出力が差
動トランジスタQ2，Q3のベース入力となつてい
る。トランジスタQ15がオンの時にはトランジス
タQ2がオンとなつてトランジスタQ4によりコン
デンサＣを電流Ioをもつて充電する。一方、トラ
ンジスタQ14がオンのときにはトランジスタQ1が
オンとなり、トランジスタQ4もオフとなるから
電流IoによりコンデンサＣが放電されて、結果と
してデユーテイ50％の対称三角波の発振出力が得
られる。
側コンパレータ１１であり、トランジスタQ12，
Q13より成る差動回路が上側コンパレータ９であ
る。そして、トランジスタQ21，Q22よりなる差
動回路が中点コンパレータとなつている。電圧
（E1＋E2）が下側コンパレートレベル、（E1＋E2＋
E3＋E4）が上側コンパレートレベルであり、（E1
＋E2＋E3）が中点コンパレートレベルとなり、E3
＝E4である。トランジスタQ14，Q15、抵抗R3〜
R8によりＲ−Ｓフリツプフロツプ１２が構成さ
れており、トランジスタQ17〜Q20及び抵抗R9〜
R14により1/2分周器６が構成されている。尚、ト
ランジスタQ25，Q26、及び抵抗R13〜R21よりなる
回路は76KHz矩形波の波形整形用フリツプフロ
ツプである。トランジスタQ2〜Q4、ダイオード
D1及び抵抗R1，R2より成る差動回路により、コ
ンデンサＣの充放電の切換え制御がなされるもの
で、そのためにフリツプフロツプ１２の出力が差
動トランジスタQ2，Q3のベース入力となつてい
る。トランジスタQ15がオンの時にはトランジス
タQ2がオンとなつてトランジスタQ4によりコン
デンサＣを電流Ioをもつて充電する。一方、トラ
ンジスタQ14がオンのときにはトランジスタQ1が
オンとなり、トランジスタQ4もオフとなるから
電流IoによりコンデンサＣが放電されて、結果と
してデユーテイ50％の対称三角波の発振出力が得
られる。
叙上の如く、本発明によればPLL回路内で発生
される３ωｓや５ωｓ等の奇数次高調波を打ち消
すことができるので、PLL回路の出力に設けられ
るBPF（又はLPF）の特性を高域まで延ばすこと
ができ、また減衰特性も緩やかとすることとが可
能となつてフイルタの設計及び構成が簡単となる
と共に、フイルタ特性の変化が38KHzレベルに
影響を与えることがない利点がある。
される３ωｓや５ωｓ等の奇数次高調波を打ち消
すことができるので、PLL回路の出力に設けられ
るBPF（又はLPF）の特性を高域まで延ばすこと
ができ、また減衰特性も緩やかとすることとが可
能となつてフイルタの設計及び構成が簡単となる
と共に、フイルタ特性の変化が38KHzレベルに
影響を与えることがない利点がある。
第１図は従来の38KHzサブキヤリヤ信号発生
装置の回路図、第２図は第１図の回路の各部信号
波形図、第３図及び第４図は第１図の回路の特性
を説明する図、第５図は本発明の実施例の回路
図、第６図は第５図の回路の各部信号波形図、第
７図は第５図の信号波形の一部詳細を示す図、第
８図は第５図の回路の特性を説明する図、第９図
は第５図の回路の一部具体例を示す図である。 主要部分の符号の説明、５……VCO、６……
1/2分周器、７……BPF、９，１０，１１……コ
ンパレータ、１３……加算回路、１４……レベル
一致検出用排他的論理和ゲート。
装置の回路図、第２図は第１図の回路の各部信号
波形図、第３図及び第４図は第１図の回路の特性
を説明する図、第５図は本発明の実施例の回路
図、第６図は第５図の回路の各部信号波形図、第
７図は第５図の信号波形の一部詳細を示す図、第
８図は第５図の回路の特性を説明する図、第９図
は第５図の回路の一部具体例を示す図である。 主要部分の符号の説明、５……VCO、６……
1/2分周器、７……BPF、９，１０，１１……コ
ンパレータ、１３……加算回路、１４……レベル
一致検出用排他的論理和ゲート。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ステレオパイロツト信号と同期しこのパイロ
ツト信号周波数の４倍の基本波を有するデユーテ
イ50％の対称三角波信号を発生する手段と、前記
三角波信号とこの信号の中心レベルとを比較して
第１の矩形波信号を発生する手段と、前記三角波
信号の上下頂点到達タイミング間に等しいパルス
幅を有する第２の矩形波信号を発生する手段と、
前記第２の矩形波信号を1/2に分周する手段と、
前記分周手段の分周出力と前記第１の矩形波信号
とを２入力とするレベル一致検出手段と、前記分
周出力と前記一致検出手段の出力とを所望比にて
加算する手段と、この加算出力の基本波成分を抽
出してサブキヤリヤ信号として出力する手段とを
含むことを特徴とするステレオチユーナにおける
サブキヤリヤ信号発生装置。 ２ 前記所望比は（√２＋１）であることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載のサブキヤリヤ
信号発生装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20418681A JPS58105645A (ja) | 1981-12-17 | 1981-12-17 | ステレオチユ−ナにおけるサブキヤリヤ信号発生装置 |
| US06/450,174 US4506376A (en) | 1981-12-17 | 1982-12-16 | Subcarrier signal generator for use in stereo tuners |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20418681A JPS58105645A (ja) | 1981-12-17 | 1981-12-17 | ステレオチユ−ナにおけるサブキヤリヤ信号発生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58105645A JPS58105645A (ja) | 1983-06-23 |
| JPS6240895B2 true JPS6240895B2 (ja) | 1987-08-31 |
Family
ID=16486254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20418681A Granted JPS58105645A (ja) | 1981-12-17 | 1981-12-17 | ステレオチユ−ナにおけるサブキヤリヤ信号発生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58105645A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01166966U (ja) * | 1988-05-16 | 1989-11-22 |
-
1981
- 1981-12-17 JP JP20418681A patent/JPS58105645A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01166966U (ja) * | 1988-05-16 | 1989-11-22 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58105645A (ja) | 1983-06-23 |
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