JPS6233599B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一定のサンプリング周波数に従つて
楽音信号を発生する楽音信号発生装置において、
サンプリング周波数と楽音周波数とを調和させる
ようにしたことに関する。

デイジタル処理式の楽音信号発生装置において
は所定のサンプリング間隔毎に楽音波形振幅をサ
ンプリングすることにより楽音信号が発生され
る。従来は、サンプリングによる楽音信号発生方
法として次の２つが実施されていた。その１つ
は、発生しようとする楽音信号の周波数に無関係
に常に一定のサンプリング周波数でサンプリング
する方法であり、もう１つは、発生しようとする
楽音信号の周波数にサンプリング周波数を同期さ
せる方法である。前者の場合、一般に楽音周波数
とサンプリング周波数とは非整数比であり、サン
プリング定理から明らかなように楽音周波数に非
調和な折り返しノイズが発生する。そのため、折
り返しノイズを低減する工夫を施さねばならず、
その分だけ装置の規模が大きくなるという欠点が
あつた。しかし、サンプリング周波数が常に一定
であるため時分割動作が可能（１系列の装置を時
分割使用して異なる音高の複数の楽音波形を時分
割的にサンプリングすることが可能）であり、楽
音信号発生装置を節約することができるという利
点がある。一方、後者の場合は、楽音周波数とサ
ンプリング周波数が調和するため折り返しによつ
て生じる成分は楽音周波数と調和し、ノイズとは
ならない。従つて、折り返しノイズ低減のための
工夫が不要であるという利点を有するが、楽音の
音高が異なるとサンプリング周波数も異ならせね
ばならないため、時分割によつて複数の楽音信号
を発生することができないという欠点がある。そ
のため、同時最大発音数に相当する複数系列の楽
音信号発生装置を並列に設けねばならず、規模が
大きくなるという問題があつた。

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
楽音周波数をサンプリング周波数に調和させるこ
とによりサンプリングによる折り返しノイズを除
去すると共にしかも時分割による複数の楽音信号
の発生も同時に行なえるようにした楽音信号発生
装置を提供することを目的とする。

この目的は、一定のサンプリングタイミング毎
に所望の楽音周波数に対応するレートで変化する
位相角データを発生する位相角データ発生手段
と、この位相角データが所定値に到達したサンプ
リングタイミングにおいて該位相角データを所定
位相角に対応する一定の値にリセツトし、このリ
セツトを行なつたサンプリングタイミングの次の
サンプリングタイミングからこの一定の値を初期
値として前記位相角データの変化を開始させ、こ
れにより、この位相角データの変化の１周期がど
の周期においても等しく前記サンプリングタイミ
ングの周期の整数倍になるように制御するリセツ
ト手段と、この位相角データにもとづいて楽音信
号を発生する手段とを具えた楽音信号発生装置に
よつて達成される。

前記位相角データはリセツトされるサンプリン
グタイミング以外では常に楽音周波数に対応する
一定のレートで変化する。従つて、リセツトから
次のリセツトまでを１周期として位相角データが
繰返し変化する。リセツトは必ず或るサンプリン
グタイミングに同期して行なわれ、しかも、リセ
ツトを行なつたサンプリングタイミングの次のサ
ンプリングからリセツトした一定の値を初期値と
して位相角データの変化を開始させるので、位相
角データの変化の１周期がどの周期においても等
しくかつサンプリングタイミングの周期の整数倍
になる。すなわち、位相角データの繰返し周波数
とサンプリング周波数とが整数比となる。その結
果、位相角データに対応してサンプリング合成さ
れた楽音信号の周波数がサンプリング周波数に調
和する。従つて、折り返しノイズが除去される。
他方、サンプリングタイミングは、発生しようと
する楽音の周波数に無関係に常に一定とすること
ができるので、時分割動作が可能である。すなわ
ち、時分割動作を容易に実施し得る条件として、
個々の時分割チヤンネルタイミングの繰返し周期
が一定であること、すなわち、時分割化された各
チヤンネルにおけるサンプリングタイミングが一
定であることが要求されるが、合成しようとする
楽音周波数と無関係にサンプリングタイミングを
常に一定とすることができるこの発明では上記要
求を満足させることができる。

ところで、位相角データを強制的にリセツトす
るサンプリングタイミングにおいては、該データ
の変化レートが他のタイミングとは異なる。これ
は、そのサンプリングタイミングにおいては本来
別の位相値となるはずであつたところを所定位相
値に強制的にリセツトしてしまうからである。そ
のため、そのサンプリングタイミングにおける位
相の進み具合にずれが生じ、楽音周波数のずれ及
び楽音波形の変形が幾分生じる。しかし、これは
サンプリング周波数を高くすることにより実用上
問題の生じない程度に軽減することができる。

以下添付図面を参照してこの発明の実施例を詳
細に説明しよう。

第１図はこの発明による楽音信号発生装置を適
用した電子楽器の一実施例を示すものである。第
１図において、押鍵検出回路１２は鍵盤１１で押
圧されている鍵を検出し、押圧鍵を示す情報を発
音割当て回路１３に供給する。発音割当て回路１
３は複数の楽音発生チヤンネルのいずれかに押圧
鍵の発音を割当てる処理を行なうものであり、各
チヤンネルに割当てた鍵を示す複数ビツトのキー
コードKCとその鍵の押圧が持続しているかある
いは離鍵されたかを示す１ビツトのキーオン信号
KONとを各チヤンネルのタイミングに対応して
時分割的に出力する。各チヤンネルの時分割タイ
ミングはシステムクロツクパルスφ_０に同期して
形成される。システムクロツクパルスφ_０と各チ
ヤンネルの時分割タイミングとの関係を第２図に
示す。この例では、チヤンネル数を８としてい
る。

発音割当て回路１３から出力されたキーコード
KCは周波数ナンバテーブル１４に入力される。
周波数ナンバテーブル１４は、各鍵の楽音周波数
に比例する定数換言すれば単位時間当りの位相変
化分に相当する定数（これを周波数ナンバとい
う）を予じめ記憶したもので、アドレス入力され
たキーコードKCに対応する周波数ナンバＦを読
み出す。従つて、時分割的に与えられる各チヤン
ネルのキーコードKCに対応して各チヤンネルに
割当てられた押圧鍵の周波数ナンバＦが該テーブ
ル１４から時分割的に読み出される。この周波数
ナンバＦはアキユムレータ１５に入力される。

アキユムレータ１５は、同じチヤンネルの周波
数ナンバＦを規則的時間間隔で繰返し演算し（加
算または減算のどちらか、以下では加算とす
る）、その演算結果として位相角データqF〓を各
チヤンネル毎に出力する。ここで、ｑは繰返し演
算の回数を示す整数であり、１，２，３……とい
うように規則的計算時間の経過とともに変化する
数である。アキユムレータ１５は位相角２πに対
応する所定のモジユロ（例えばＭとする）をも
ち、位相角データqF〓はこの所定のモジユロ数
Ｍを最大値として変化を繰返す。

一般的には、モジユロＭのアキユムレータで
は、その累算値（qF）がモジユロ数Ｍを越える
と、すなわち演算結果がオーバフローすると、そ
の累算値（qF）からモジユロ数Ｍを減算した値
（すなわちＭよりも下の桁の値qF）が残される。
そして、次の計算タイミングでは残された値
（qF）（この値は実際にはＦに満たない半端な値
である）に対してＦが加算される。その結果、累
算値（qF）の繰返し周波数の平均値は周波数ナ
ンバＦによつて示された周波数に等しいものとな
る。その反面、累算値（qF）の繰返し周波数の
平均値は規則的計算タイミングの繰返し周波数
（サンプリング周波数）とは無関係な（調和しな
い）ものとなる。従つて、一般的には、第１図の
アキユムレータ１５で得られる位相角データqF
〓の繰返し周波数は周波数ナンバＦによつて示さ
れたものに等しくかつサンプリング周波数には調
和しないものとなるはずである。ところが、この
発明では、アキユムレータ１５の演算結果がオー
バフローしたとき残された値を強制的にリセツト
する構成を採用することにより、実際に得られる
位相角データqF〓の周期がどの周期においても
等しくサンプリング周期の整数倍（Ｎ倍）となる
ようにし、こうして位相角データqF〓の繰返し
周波数をサンプリング周波数に調和させるように
している。このため、アキユムレータ１５のキヤ
リイアウト信号CAが該アキユムレータ１５のリ
セツト入力（RST）に加えられるように構成さ
れている。キヤリイアウト信号CAはアキユムレ
ータ１５の演算結果がオーバフローしたときに発
生される信号である。

アキユムレータ１５の具体例を第３図に示す。
第３図において、アキユムレータ１５は、シフト
レジスタ１６と加算器１７とを含み、各チヤンネ
ル毎に周波数ナンバＦを時分割的に累算するよう
になつている。シフトレジスタ１６はチヤンネル
数に対応する８ステージを有し、システムクロツ
クパルスφ_０に従つてシフト制御される。このシ
フトレジスタ１６において各チヤンネル毎の累算
結果すなわち位相角データqF〓が記憶されてお
り、それらのデータqF〓が最終ステージから時
分割的に出力される。このシフトレジスタ１６の
出力qF〓は加算器１７の一方入力に戻される。
加算器１７の他の入力には周波数ナンバテーブル
１４から時分割的に読み出された周波数ナンバＦ
が加えられる。加算器１７に入力される前回の累
算結果qF〓と周波数ナンバＦのチヤンネルタイ
ミングは一致しており、同じチヤンネルの周波数
ナンバＦが繰返し加算される。この繰返し加算の
時間間隔は、時分割チヤンネルタイミングが一巡
する時間すなわちシステムクロツクパルスφ_０の
８周期分の間隔である。

加算器１７の出力はゲート１８を介してシフト
レジスタ１６に入力される。ゲート１８のイネー
ブル入力（EN）には加算器１７のキヤリイアウ
ト信号CAをインバータ１９で反転した信号が加
えられる。通常は、キヤリイアウト信号CAは
“０”であり、インバータ１９の出力信号“１”
によつてゲート１８がイネーブルされ、加算器１
７の出力が該ゲート１８を通過してシフトレジス
タ１６に入力される。或るチヤンネルタイミング
において加算器１７における加算結果がオーバフ
ローしたときキヤリイアウト信号CAが“１”と
なり、インバータ１９の出力信号“０”によつて
ゲート１８が動作不能となる。このとき加算器１
７からはオーバフローによつて残された半端な値
が出力されるが、ゲート１８で阻止され、シフト
レジスタ１６には入力されない。こうして、キヤ
リイアウト信号CAによつて累算結果すなわち位
相角データqF〓がクリアされる（零位相にリセ
ツトされる）。

このようにすると、位相角データqF〓が零位
相値に戻るタイミングはシステムクロツクパルス
φ_０のタイミングに確実に同期する。すなわち、
位相角データqF〓の繰返し周期（零位相から次
の零位相までの時間）はシステムクロツクパルス
φ_０の周期の整数倍となり、両者の周波数が調和
する。

アキユムレータ１５から時分割的に出力された
各チヤンネルの位相角データqF〓は楽音発生部
２０に入力される。楽音発生部２０は、入力され
た位相角データqF〓に対応して楽音波形サンプ
ル点振幅データMW（楽音信号）を発生する。例
えば、楽音波形を予じめ記憶した楽音波形メモリ
によつて該楽音発生部２０を構成し、位相角デー
タqF〓によつて示された位相角に対応する楽音
波形サンプル点振幅データを読み出すものとす
る。楽音発生部２０は、楽音波形メモリに限ら
ず、位相角データqF〓によつて周波数設定され
る楽音信号を発生するものであれば、如何なる構
成のもの（例えば周波数変調演算方式等）を用い
てもよい。

楽音発生部２０から出力された各チヤンネルの
楽音波形サンプル点振幅データMWは乗算器２１
に入力され、エンベロープ発生器２２から与えら
れるエンベロープ波形データEVと乗算される。
エンベロープ発生器２２は、発音割当て回路１３
から与えられる各チヤンネルのキーオン信号
KONにもとづいて、アタツク、サステイン、デ
イケイ等の発音特性を実現するエンベロープ波形
データEVを各チヤンネル毎に時分割で発生す
る。乗算器２１では同じチヤンネルの楽音波形サ
ンプル点振幅データMWとエンベロープ波形デー
タEVとが乗算される。乗算器２１から出力され
たエンベロープ制御済みの楽音波形サンプル点振
幅データ（MW.EV）はアキユムレータ２３に入
力される。アキユムレータ２３は、１サンプル期
間における各チヤンネルの楽音波形サンプル点振
幅データを合計するための回路であり、前述のア
キユムレータ１５とは全く異なる。このアキユム
レータ２３には、第２図に示すように発生する加
算タイミング信号ACCとクリア信号CLRとが入
力される。加算タイミング信号ACCは各チヤン
ネルの時分割タイムスロツトの後半において繰返
し発生するもので、この信号ACCのタイミング
で乗算器２１から与えられる各チヤンネルの楽音
波形サンプル点振幅データを次々に累算してい
く。

アキユムレータ２３の出力はレジスタ２４に入
力される。レジスタ２４には、第２図に示すよう
にチヤンネル８のタイムスロツトの後半において
前記信号ACCが立上つた後で立上るロード信号
LOADが入力される。従つて、チヤンネル１から
８までの全チヤンネルの楽音波形サンプル点振幅
データがアキユムレータ２３で累算されたとき、
レジスタ２４はロード信号LOADによつて取込み
モードとなり、このアキユムレータ２３の出力す
なわち１サンプル期間における全チヤンネルの楽
音波形サンプル点振幅データの合計値を取込む。
その直後のチヤンネル１のタイムスロツトの始ま
りにおいてクリア信号CLRが立上り、アキユム
レータ２３の内容をクリアする。

レジスタ２４に保持された１サンプル期間の全
チヤンネルの楽音波形サンプル点振幅データの合
計値はデイジタル−アナログ変換器２５でアナロ
グ信号に変換され、サウンドシステム２６に供給
される。

アキユムレータ１５から出力される位相角デー
タqF〓の一例を１つのチヤンネルに関して第４
図に示す。第４図の８φ_０は１つのチヤンネルに
関する周波数ナンバＦの計算タイミングを示すも
ので、システムクロツクパルスφ_０の８倍の周期
をもつ。第４図のCAは、アキユムレータ１５か
らキヤリイアウト信号CAが発生されるタイミン
グを示す。計算タイミング８φ_０毎に周波数ナン
バＦが累算されることにより、位相角データqF
〓はこのＦの値に対応するレートで増加する。こ
の位相角データqF〓がアキユムレータ１５の最
大値MAXを越えたときキヤリイアウト信号CAが
発生される。このキヤリイアウト信号CAによつ
てアキユムレータ１５の当該チヤンネルのデータ
qF〓が直ちにリセツトされるので、該データqF
〓は最小値MIN（これは所定の位相例えば零位相
に対応する）となる。すなわち、位相角データ
qF〓がオーバフローしたときにアキユムレータ
１５に該データqF〓として残されるはずであつ
た半端な値（Ｆに満たない値）が切捨てられ、該
データqF〓が強制的に最小値MIN（すなわち
０）にリセツトされる。従つて、位相角データ
qF〓は常に同じ値（例えば最小値MIN）から増
加を開始する。その結果、位相角データqF〓の
繰返しサイクルの１サイクル内における計算タイ
ミング８φ_０に同期して順次得られる位相角デー
タqF〓の値（すなわち位相角）は、どのサイク
ルにおいても同じものとなる。同位相値が繰返す
タイミングが計算タイミング８φ_０に同期すると
いうことは、位相角データqF〓の周期がどの周
期においても等しくサンプリング周期の整数倍
（Ｎ倍）となることであり、これは位相角データ
qF〓の繰返し周波数すなわちこのデータqF〓に
対応して発生される楽音信号の周波数と計算タイ
ミング８φ_０の周波数すなわちサンプリング周波
数とが整数比となること（すなわち両者が調和す
ること）を意味する。

第４図の位相角データqF〓の欄には、実線で
示す該データqF〓と対比するために、キヤリイ
アウト信号CAによつてリセツトしないときの位
相角データ（qF）が破線で示されている。両者
を対比すると明らかなように、キヤリイアウト信
号CAによつてリセツトする位相角データqF〓は
リセツトしない位相角データ（qF）よりもその
繰返し周期が幾分長くなる。これは、リセツトし
ない方の位相角データ（qF）は常に周波数ナン
バＦに対応する一定のレートで変化するのに対し
て、リセツトする方の位相角データqF〓はキヤ
リイアウト信号CAが発生しない計算タイミング
においては周波数ナンバＦに対応する一定のレー
トで変化するがキヤリイアウト信号CAが発生す
る計算タイミングにおいては半端な値を切捨てる
ので実際には周波数ナンバＦよりも小さな値が加
算されることになるためである。換言すれば、リ
セツトしない方の位相角データ（qF）では、オ
ーバフローしたときその残りの値（△Ｆとする）
にＦが累算されていくので、qFが次にオーバフ
ローするまでの時間が１クロツク分だけ早くなる
ことがあるのに対して、リセツトする方の位相角
データ（qF〓）では、上記△Ｆを切り捨ててい
るので、qFのように１クロツク分だけ早くなる
ようなことは起こらないのである。

リセツトしない方の位相角データ（qF）の繰
返し周波数は、周波数ナンバＦによつて示された
正規の楽音周波数に対応する。これに対して、こ
の発明によつて得られる位相角データqF〓の繰
返し周波数は、正規の楽音周波数から幾分ずれた
ものとなる。また、位相角データqF〓は、キヤ
リイアウト信号CAが発生されない計算タイミン
グにおいては一定の正規のレートで増加し、キヤ
リイアウト信号CAが発生される計算タイミング
においてそのレートが小さくなる（Ｆよりも小さ
な値が加算される）。従つて、キヤリイアウト信
号CAが発生するサンプリングタイミングにおい
て位相変化レートが他のサンプリングタイミング
よりも遅くなり、その分だけ波形に歪みが生じ
る。この点を図示するために、位相角データqF
〓に対応して楽音発生部２０から発生される楽音
信号（楽音波形サンプル点振幅データ）MWの一
例を第４図のMWの欄に実線で示す。これは、楽
音発生部２０を正弦波メモリによつて構成した場
合に読み出される波形である。実際は、楽音信号
MWはサンプリングタイミングを１単位とするス
テツプ状の振幅変化を示すが、波形の歪みを容易
に理解できるようにするために、平滑化したもの
を第４図に示した。

第４図から明らかなように、位相角データqF
〓がキヤリイアウト信号CAによつて強制的に零
位相にリセツトされるサンプリングタイミングに
おいて楽音信号MWに位相の遅れが生じ、その波
形が幾分歪むことになる。参考のために、一定レ
ートの位相角データ（qF）に対応して得られる
歪みのない正弦波信号を第４図のMWの欄に破線
で示す。

ところで、第４図は、この発明によつて得られ
る位相角データqF〓及び楽音信号MWの特徴を
理解し易くするために幾分誇張して示したもので
あり、実際は、周波数のずれ及び波形の歪みを実
用上問題のない程度におさえることができる。上
述の周波数ずれ及び波形の歪みは、キヤリイアウ
ト信号CAの発生時にアキユムレータ１５に残さ
れる半端な値（周波数ナンバＦに満たない値）を
切捨てることによつて生じるものであり、この切
捨て値が大きくなるほど周波数ずれ及び波形の歪
みがひどくなる。従つて、キヤリイアウト信号
CAの発生時における切捨て値ができるだけ小さ
くなるようにすればよいのである。そのために
は、システムクロツクパルスφ_０の周波数をでき
るだけ高くしてサンプリング間隔（計算タイミン
グ８φ_０）を短かくし、それに対応して周波数ナ
ンバテーブル１４に記憶する周波数ナンバＦの値
をできるだけ小さくすればよい。

尚、上記実施例では、アキユムレータ１５の内
容がオーバフローしたとき（すなわち最大値
MAXを越えたとき）その内容を最小限MINにリ
セツトするようにしているが、これに限らず、所
定の値を越えたことを検出し、この検出にもとづ
いて所定の位相に対応する値にリセツトするよう
にしてもよい。また、アキユムレータ１５の内容
がオーバフローしたときに最小値MINよりも幾分
大きな（しかし周波数ナンバＦの値よりは大きく
ない）一定値にリセツトするようにしてもよい。

第５図は第１図に示した実施例の周波数ナンバ
テーブル１４及びアキユムレータ１５の部分に関
する別の実施例を示すものである。第５図におい
て、周波数ナンバテーブル３１は音名テーブル３
１Ａとオクターブテーブル３１Ｂとから成る。音
名テーブル３１Ａには１オクターブ内の12個の音
名Ｃ，Ｃ＃，……Ａ＃，Ｂに夫々対応する音名周
波数ナンバＦ_Aを予じめ記憶しており、発音割当
て回路１３から与えられるキーコードKCのうち
音名を示すノートコードNCの部分がアドレス信
号として入力され、該ノートコードNCに対応す
る音名周波数ナンバＦ_Aが読み出される。オクタ
ーブテーブル３１Ｂには、鍵盤１１の各オクター
ブ間の周波数の比率を示すオクターブ周波数ナン
バＦ_Bを了じめ記憶している。発音割当て回路１
３から与えられるキーコードKCのうちオクター
ブを示すオクターブコードOCの部分がオクター
ブテーブル３１Ｂにアドレス入力され、そのオク
ターブに対応するオクターブ周波数ナンバＦ_Bが
読み出される。このように、周波数ナンバテーブ
ル３１を音名テーブル３１Ａとオクターブテーブ
ル３１Ｂに分けると、メモリ容量を縮小すること
ができる。すなわち、音名テーブル３１Ａのメモ
リ容量は12アドレスであり、オクターブテーブル
３１Ｂのメモリ容量はオクターブ数（例えば４乃
至８程度）に対応するアドレスであり、合計で20
アドレス程度である。これに対して、第１図の周
波数ナンバテーブル１４は鍵盤１１の各鍵に対応
する周波数ナンバＦを夫々記憶しなければなら
ず、全鍵数と同じアドレス数が必要である。

アキユムレータ３２は、音名周波数ナンバＦ_A
を累算するための音名アキユムレータ３２Ａとオ
クターブ周波数ナンバＦ_Bを累算するためのオク
ターブアキユムレータ３２Ｂとを具える。音名ア
キユムレータ３２Ａは、チヤンネル数に対応する
８ステージをもちかつシステムクロツクパルスφ
_０によつてチヤンネルタイミングに同期してシフ
ト制御されるシフトレジスタ３３と、このシフト
レジスタ３３の出力と音名周波数ナンバＦ_Aとを
加算する加算器３４と、この加算器３４の出力を
シフトレジスタ３３に入力するゲート３５とを具
えており、時分割的に与えられる各チヤンネルの
音名周波数ナンバＦ_Aを同一チヤンネル同士で
夫々時分割的に累算する。加算器３４の加算結果
がオーバフローする毎に、キヤリイアウト信号
CA１が発生される。

音名アキユムレータ３２Ａのキヤリイアウト信
号CA１はオクターブアキユムレータ３２Ｂのゲ
ート３６のイネーブル入力（EN）に加えられ
る。ゲート３６にはオクターブ周波数ナンバＦ_B
が入力されている。各チヤンネルのタイミングに
対応してテーブル３１Ｂから時分割的に読み出さ
れたオクターブ周波数ナンバＦ_Bは、自己のチヤ
ンネルタイミングにおいて音名アキユムレータ３
２Ａからキヤリイアウト信号CA１が発生された
ときだけゲート３６を通過して加算器３７に入力
される。オクターブアキユムレータ３２Ｂは、ゲ
ート３６及び加算器３７のほかに、チヤンネル数
に対応する８ステージをもちかつシステムクロツ
クパルスφ_０によつてシフト制御されるシフトレ
ジスタ３８を含んでいる。加算器３７の出力がシ
フトレジスタ３８に入力され、シフトレジスタ３
８の出力が加算器３７の他の入力に加えられる。
従つて、ゲート３６を通過してきた或るチヤンネ
ルのオクターブ周波数ナンバＦ_Bは、シフトレジ
スタ３８から出力される同じチヤンネルの前回の
加算結果と加算される。

音名アキユムレータ３２Ａでは、各チヤンネル
の音名周波数ナンバＦ_Aは自己のチヤンネルタイ
ミングが１巡する毎に（システムクロツクパルス
φ_０の８周期分の間隔をもつ計算タイミング８φ
_０毎に）繰返し加算される。その結果、キヤリイ
アウト信号CA１は、音名周波数ナンバＦ_Aの大き
さに対応するレートで繰返し発生する。オクター
ブアキユムレータ３２Ｂでは、音名アキユムレー
タ３２Ａからキヤリイアウト信号CA１が発生さ
れる毎にそのキヤリイアウト信号CA１が発生し
たチヤンネルに対応するオクターブ周波数ナンバ
Ｆ_Bを累算する。オクターブ周波数ナンバＦ_Bが各
オクターブ間の周波数の比率を示す数値であり、
かつキヤリイアウト信号CA１が音名周波数に対
応するレートで繰返し発生されるものであるが故
に、このキヤリイアウト信号CA１の発生毎にオ
クターブ周波数ナンバＦ_Bを累算することにより
得られるオクターブアキユムレータ３２Ｂの内容
は、キーコードKCによつて示された鍵の楽音周
波数に対応するものとなる。

オクターブアキユムレータ３２Ｂの累算結果が
所定のモジユロを越えると、すなわち加算器３７
がオーバフローすると、キヤリイアウト信号CA
２が発生される。このキヤリイアウト信号CA２
は第１図のキヤリイアウト信号CAと同等の信号
であり、楽音波形の１周期が終了したことを示し
ている。このキヤリイアウト信号CA２によつて
音名アキユムレータ３２Ａ及びオクターブアキユ
ムレータ３２Ｂの両方をリセツトする。音名アキ
ユムレータ３２Ａのリセツトは、キヤリイアウト
信号CA２をインバータ３９で反転した信号
“０”によつてゲート３５を動作不能とすること
によつて行なわれる。オクターブアキユムレータ
３２Ｂのリセツトは一般的には加算器３７の出力
を禁止することにより（ゲート３５と同様のゲー
トを設けることにより）行なうが、オクターブ周
波数ナンバＦ_Bと加算器３７のモジユロを整数比
にすれば格別のリセツト操作は不要である。オク
ターブ周波数ナンバＦ_Bは、オクターブ間の周波
数比（１，２，４，８，16……）を表わすものな
ので、それらはすべて整数比で表わせる。従つ
て、すべてのオクターブ周波数ナンバＦ_Bと加算
器３７のモジユロとが整数比になるようにするこ
とは可能である。そして、それらを整数比とすれ
ば、オクターブ周波数ナンバＦ_Bを整数倍したと
きその値が加算器３７のモジユロと同数となり、
キヤリイアウト信号CA２が発生するとき加算器
３７の出力は丁度「０」となる。従つて、あえて
キヤリイアウト信号CA２によつてオクターブア
キユムレータ３２Ｂをリセツトする必要がないの
である。しかし、すべての音名周波数ナンバＦ_A
を音名アキユムレータ３２Ａのモジユロと整数比
とすることはできないので、キヤリイアウト信号
CA２によつて音名アキユムレータ３２Ａをリセ
ツトすることは必要である。

こうして、音名アキユムレータ３２Ａとオクタ
ーブアキユムレータ３２Ｂとから成るアキユムレ
ータ３２は、第１図のアキユムレータ１５と実質
的に同様に動作し、位相角データqF〓を出力す
る。すなわち、オクターブアキユムレータ３２Ｂ
の出力が第１図のアキユムレータ１５の出力と同
質の位相角データqF〓である。キヤリイアウト
信号CA２によるアキユムレータ３２Ａ及び３２
Ｂのリセツト制御によつて、この位相角データ
qF〓の繰返し周波数は、時分割的計算タイミン
グすなわちサンプリングの周波数に調和するもの
となる。

１つのチヤンネルに関する音名アキユムレータ
３２Ａの状態の一例を第６図のqF_Aの欄に示す。
第６図の８φ_０は第４図と同様、計算タイミング
（システムクロツクパルスφ_０の８倍の周期）を
示すものである。また、オクターブアキユムレー
タ３２Ｂの状態の一例を第６図のqF_B（qF〓）
の欄に示す。図示の都合上、一部のタイムスケー
ルを縮小して示してある。同図に示すように、音
名アキユムレータ３２Ａの状態qF_Aがオーバフロ
ーしてキヤリイアウト信号CA１が発生される毎
に、オクターブアキユムレータ３２Ｂでオクター
ブ周波数ナンバＦ_Bが累算される。そして、オク
ターブアキユムレータ３２Ｂからキヤリイアウト
信号CA２が発生されたとき、両アキユムレータ
３２Ａ，３２Ｂがリセツトされる。第６図のMW
の欄には、オクターブアキユムレータ３２Ｂの状
態qF_Bすなわち位相角データqF〓に対応してサ
ンプリングされる正弦波振幅が示されている。第
６図のqF_Bの欄及びMWの欄に示す１点鎖線は、
１オクターブ上の状態を夫々示すものである。１
オクターブ上のオクターブ周波数ナンバＦ_Bの値
はその１オクターブ下のオクターブ周波数ナンバ
Ｆ_Bの２倍である。従つて、１点鎖線で示すオク
ターブアキユムレータ３２Ｂの状態qF_Bは実線で
示す状態qF_Bの２倍のレートで増加する。これに
伴ない、第６図のMWの欄に１点鎖線で示すよう
にサンプリングされる正弦波は実線で示すように
サンプリングされる正弦波の２倍の周波数（すな
わち１オクターブ上）となる。

従つて、この実施例においても、第１図の実施
例と同様に、位相角データqF〓の繰返し周波数
すなわちこのデータqF〓に対応して発生される
楽音信号の周波数と計算タイミング８φ_０の周波
数すなわちサンプリング周波数とが整数比となる
こと（すなわち両者が調和すること）により、折
り返しノイズを除去することができる。

以上説明したようにこの発明によれば、位相角
データをサンプリングタイミングに同期して所定
位相値にリセツトするという極めて簡単な構成に
よつて楽音周波数をサンプリング周波数に調和さ
せるので簡単に折り返しノイズを除去することが
できる。しかもサンプリング周波数は楽音周波数
に無関係に常に一定とすることができるため時分
割的に複数の楽音信号を発生することも可能であ
る。従つて、装置の規模の縮小化及びコストの節
約に寄与する。また、位相角データの繰返し周期
はどの周期においても等しくサンプリングタイミ
ングの周期の整数倍となるので、低調波ノイズが
生じないという効果も奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の楽音信号発生装置を適用し
た電子楽器の一実施例を示す電子楽器全体構成ブ
ロツク図、第２図は第１図における時分割チヤン
ネルタイミング及び各種制御信号を示すタイミン
グチヤート、第３図は第１図における位相角デー
タ発生用のアキユムレータの一例を示すブロツク
図、第４図は同アキユムレータの動作を示すタイ
ミングチヤート、第５図は第１図における周波数
ナンバテーブル及びアキユムレータの部分に関す
る他の実施例を示すブロツク図、第６図は同実施
例における位相角データ発生用のアキユムレータ
の動作例を示すタイミングチヤート、である。 １５，３２……位相角データ発生用のアキユム
レータ、３２Ａ……音名アキユムレータ、３２Ｂ
……オクターブアキユムレータ、２０，２７……
楽音発生部、１８，３５……アキユムレータをリ
セツトするためのゲート、CA，CA２……アキユ
ムレータをリセツトするためのキヤリイアウト信
号、qF〓……位相角データ、CA１……音名アキ
ユムレータのキヤリイアウト信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一定のサンプリングタイミング毎に所望の楽
   音周波数に対応するレートで変化する位相角デー
   タを発生する位相角データ発生手段と、 この位相角データが所定値に到達したサンプリ
   ングタイミングにおいて該位相角データを所定位
   相角に対応する一定の値にリセツトし、このリセ
   ツトを行つたサンプリングタイミングの次のサン
   プリングタイミングからこの一定の値を初期値と
   して前記位相角データの変化を開始させ、これに
   より、この位相角データの変化の１周期がどの周
   期においても等しく前記サンプリングタイミング
   の周期の整数倍になるように制御するリセツト手
   段と、 この位相角データにもとづいて楽音信号を発生
   する手段と を具えた楽音信号発生装置。 ２ 前記位相角データ発生手段は、所望の楽音周
   波数に対応する定数を一定の計算タイミングで繰
   返し加算（または減算）する所定モジユロのアキ
   ユムレータであり、前記リセツト手段は、前記ア
   キユムレータからキヤリイアウト信号が発生され
   た計算タイミングにおいて該アキユムレータにお
   ける該キヤリイアウト信号を生ぜしめた計算内容
   を所定値にリセツトする手段である特許請求の範
   囲第１項記載の楽音信号発生装置。 ３ 前記定数は、音名に対応する第１の定数とオ
   クターブに対応する第２の定数とから成り、前記
   アキユムレータは、前記第１の定数を一定の計算
   タイミングで繰返し加算（または減算）する所定
   モジユロの音名アキユムレータと、この音名アキ
   ユムレータからキヤリイアウト信号が発生される
   毎に前記第２の定数を加算（または減算）する所
   定モジユロのオクターブアキユムレータとを含
   み、前記リセツト手段は前記オクターブアキユム
   レータからキヤリイアウト信号が発生されたとき
   前記音名アキユムレータ及びオクターブアキユム
   レータにおける該キヤリイアウト信号を生ぜしめ
   た計算内容を夫々リセツトする手段である特許請
   求の範囲第２項記載の楽音信号発生装置。 ４ 前記位相角データ発生手段は、各チヤンネル
   別に時分割的に生じる一定のサンプリングタイミ
   ング毎に各チヤンネルに割当てられた所望の楽音
   周波数に対応するレートで位相角データを夫々時
   分割で発生する手段であり、前記リセツト手段
   は、或るチヤンネルのサンプリングタイミングに
   おいて前記位相角データが所定値に至つたとき前
   記位相角データ発生手段におけるそのチヤンネル
   に対応する位相角データだけをリセツトする手段
   である特許請求の範囲第１項記載の楽音信号発生
   装置。