JPS6323560B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は一定のサンプリング周波数に従つて
楽音信号を発生する楽音信号発生装置において、
サンプリング周波数と楽音周波数を調和させるよ
うにしたことに関し、特に、高速動作が困難な楽
音波形データ発生回路を用いた場合でもサンプリ
ング周波数を比較的高く設定することができるよ
うにし、折り返しノイズを確実に防止できるよう
にしたことに関する。

〔従来の技術〕

デイジタル処理式の楽音信号発生装置において
は所定のサンプリング間隔毎に楽音波形振幅をサ
ンプリングすることにより楽音信号が発生され
る。従来は、サンプリングによる楽音信号発生方
法として次の２つが実施されていた。その１つ
は、発生しようとする楽音信号の周波数に無関係
に常に一定のサンプリング周波数でサンプリング
する方法であり、もう１つは、発生しようとする
楽音信号の周波数にサンプリング周波数を同期さ
せる方法である。前者の場合、一般に楽音周波数
とサンプリング周波数とは非整数比であり、サン
プリング定理から明らかなように楽音周波数に非
調和な折り返しノイズが発生する。そのため、折
り返しノイズを低減する工夫を施さねばならず、
その分だけ装置の規模が大きくなるという欠点が
あつた。しかし、サンプリング周波数が常に一定
であるため時分割動作が可能（１系列の装置を時
分割使用して異なる音高の複数の楽音波形を時分
割的にサンプリングすることが可能）であり、楽
音信号発生装置を節約することができるという利
点がある。一方、後者の場合は、楽音周波数とサ
ンプリング周波数が調和するため折り返しによつ
て生じる成分は楽音周波数と調和し、ノイズとは
ならない。従つて、折り返しノイズ低減のための
工夫が不要であるという利点を有するが、楽音の
音高が異なるとサンプリング周波数も異ならせね
ばならないため、時分割によつて複数の楽音信号
を発生することができないという欠点がある。そ
のため、同時最大発音数に相当する複数系列の楽
音信号発生装置を並列に設けねばならず、規模が
大きくなるという問題があつた。

前者の場合のように楽音周波数に無関係な一定
のサンプリング周波数に従つて楽音波形データを
発生する方式を採用し、しかし最終的に得られる
楽音波形データのサンプリング周波数は楽音周波
数に調和するようにすることにより折り返しノイ
ズの問題を解決した従来技術は、特開昭55−
144296号公報に開示されている。そこでは、一定
のサンプリング周波数に従つて波形記憶装置の読
出し動作を制御して該波形記憶装置から所望の楽
音周波数を持つ楽音波形データを該一定のサンプ
リング周波数に従つて発生し、読み出された楽音
波形データをその楽音周波数のほぼ整数倍の周波
数を持つサンプリングタイミング信号に従つて出
力制御する（サンプリングし直す）ことにより、
最終的に出力される楽音信号の楽音周波数とサン
プリング周波数とを調和させる（ピツチ同期させ
る）ようにしている。詳しくは、一定のサンプリ
ング周波数に従つて波形記憶装置の読出し動作を
制御するようにすることにより、該波形記憶装置
を複数チヤンネル間で時分割共用することを可能
にし、これにより複数チヤンネルの楽音波形デー
タを時分割的に発生し、この時分割多重化された
楽音波形データを各チヤンネル毎に並列データに
変換し、この並列化された各チヤンネルの楽音波
形データを夫々の楽音周波数のほぼ整数倍の周波
数を持つサンプリングタイミング信号に従つて出
力制御することにより、各チヤンネルで発生する
楽音信号の楽音周波数とサンプリング周波数とを
調和させるようにしている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記公報に示されたような従来技術において
は、精度のよいピツチ同期を行うようにするに
は、楽音波形データ発生手段（上述の場合は波形
記憶装置）の動作速度をできるだけ速くし、これ
に伴い上記サンプリングタイミング信号によつて
定まるサンプリング周波数をできるだけ高くする
ことができるようにする必要があつた。しかし、
楽音波形データ発生手段において採用する楽音発
生方式によつては高速動作が困難なものもあり、
そのような方式の楽音波形データ発生手段を用い
る場合は低速動作を余儀なくされる。そうする
と、それに伴い上記サンプリングタイミング製号
によつて定まるサンプリング周波数も低くしなけ
ればならず、精度の悪いピツチ同期処理しか行え
なくなり、場合によつては結果的にピツチ同期と
はならないこともある。例えば、周波数変調方式
による楽音発生方式のように複数の演算項の演算
を時分割で行う方式の場合は、一般に高速動作が
困難であり、また、低速動作とした方が装置構成
及びコストの面で有利である。また、他の方式の
楽音波形データ発生手段についても、高速タイミ
ングで楽音波形データ発生動作を行うことは、回
路構成及び動作クロツク等の面で大きな負担がか
かり、それに伴いコストもかかる。

また、上記公報に示されたような従来技術にお
いては、楽音波形データを複数チヤンネルで時分
割的に発生することは可能であつても、その後、
各チヤンネルの楽音周波数をサンプリング周波数
に調和させるために、各チヤンネルの楽音波形デ
ータを並列データに変換し、各並列チヤンネルで
上記サンプリングタイミング信号に従う出力制御
を行うようにしているので、その出力制御のため
の回路を各チヤンネル毎に別々に設けねばならな
いため、回路構成規模が大型化してしまうと共に
コスト高になつてしまうという問題点があつた。
また、このように楽音波形データを複数チヤンネ
ルで時分割的に発生するようにした場合、楽音波
形データ発生手段には一層の高速動作が要求され
るので、上述のような高速動作の困難な楽音波形
データ発生手段を使用した場合におけるピツチ同
期の精度の問題は一層深刻になる。

この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、
高速動作の困難な楽音波形データ発生手段を使用
した場合においてもピツチ同期の精度を悪化させ
ることなくピツチ同期を実現する（つまり楽音周
波数とサンプリング周波数を調和させる）ことが
できるようにした楽音信号発生装置を提供すると
共に、複数チヤンネルの楽音波形データを時分割
化されたままの状態でその楽音周波数とサンプリ
ング周波数を調和させることができるようにした
楽音信号発生装置をも提供しようとするものであ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る楽音信号発生装置は、各チヤン
ネルに割り当てられた楽音の楽音周波数を有する
楽音波形データを、それぞれ低速の時分割チヤン
ネルタイミングに同期して時分割で順次発生する
楽音波形データ発生手段と、上記楽音波形データ
発生手段から低速時分割チヤンネルタイミングに
同期して時分割で発生された各チヤンネルの楽音
波形データを入力し、該各チヤンネルの楽音波形
データをそれぞれ高速の時分割チヤンネルタイミ
ングに同期して時分割で順次出力するチヤンネル
タイミング高速化手段と、上記各チヤンネルに割
り当てられた楽音の楽音周波数のほぼ整数倍の周
波数を有するタイミング信号を、それぞれ上記高
速時分割チヤンネルタイミングに同期して時分割
で順次出力するタイミング信号発生手段と、上記
チヤンネルタイミング高速化手段から高速時分割
チヤンネルタイミングに同期して時分割で出力さ
れる各チヤンネルの楽音波形データを入力し、該
各チヤンネルの楽音波形データをそれぞれ当該チ
ヤンネルに関する上記タイミング信号に従つて取
り出す出力手段とを具え、上記出力手段において
取り出された楽音波形データに基づき楽音信号を
発生するようにしたものである。

第２の発明に係る楽音信号発生装置は、一定の
サンプリングタイミング毎に所望の楽音周波数に
対応するレートで変化する位相角データを発生す
る位相角データ発生手段と、この位相角データが
所定値に到達したサンプリングタイミングにおい
て該位相角データを一定の値にリセツトすること
により、該位相角データの変化の１周期が前記サ
ンプリングタイミングの整数倍となるように制御
するリセツト手段と、前記位相角データ発生手段
から発生される位相角データを低速タイミングで
サンプリングして一時記憶する第１の記憶手段
と、この第１の記憶手段から与えられる位相角デ
ータにもとづいて楽音波形データを発生する楽音
波形データ発生手段と、発生された楽音波形デー
タを高速タイミングでサンプリングして一時記憶
する第２の記憶手段と、前記位相角データ発生手
段における位相角データが変化するサンプリング
タイミング毎に前記第２の記憶手段の楽音波形デ
ータを取り込んで記憶する第３の記憶手段とを具
え、この第３の記憶手段の出力を楽音信号とする
ものである。

〔作用〕

第１の発明及び第２の発明共に、楽音波形デー
タ発生手段から低速タイミングで楽音波形データ
を発生し、これを高速タイミングに変換し（サン
プリングし直し）、高速タイミングに変換された
楽音波形データを高速タイミングに同期しかつ楽
音周波数にも同期した（ピツチ同期した）タイミ
ングで出力制御することを特徴としている。これ
により、高速動作の困難な楽音波形データ発生手
段を使用した場合においてもピツチ同期の精度を
悪化させることなくピツチ同期を実現する（つま
り楽音周波数とサンプリング周波数を調和させ
る）ことができる。更に、第１の発明において
は、複数チヤンネルの楽音波形データを時分割化
されたままの状態でその楽音周波数とサンプリン
グ周波数を調和させることができるようにしたこ
とを特徴としている。

第１の発明においては、楽音波形データ発生手
段において、各チヤンネルに割当てられた楽音の
楽音波形データを低速の時分割チヤンネルタイミ
ングに同期して時分割で順次発生するようにする
ことにより、この楽音波形データ発生手段の処理
動作時間に関する負担を軽減し、回路構成の簡単
化及びコストの低減化を実現すると共に高速動作
の困難な楽音発生方式でも採用することができる
ようにしている。更に、このことに関連して、低
速時分割チヤンネルタイミングで発生した各チヤ
ンネルの楽音波形データを、前記出力手段におけ
る高速時分割チヤンネルタイミングに同期した前
記タイミング信号に従う取り出し動作に適合した
チヤンネルタイミングにするために、チヤンネル
タイミング高速化手段により高速時分割チヤンネ
ルタイミングに同期したタイミングに変換するよ
うにしたことを特徴としている。

更に第１の発明の特徴とする点は、各チヤンネ
ルに割当てられた楽音の楽音周波数のほぼ整数倍
の周波数を有するタイミング信号を時分割チヤン
ネルタイミングに同期して時分割で出力すること
である。このように各チヤンネル毎の上記タイミ
ング信号が時分割化されたものであるが故に、出
力手段において、このタイミング信号に従つて、
時分割化された各チヤンネルの楽音波形データを
時分割化されたままの状態で夫々取り出す（すな
わちサンプリングする）ことができ、これにより
取り出された楽音波形データに基づく各チヤンネ
ルの楽音信号はその楽音周波数がサンプリング周
波数と調和したものとなり、かつ各チヤンネルの
楽音波形データの時分割化状態を維持することが
できる。従つて、取り出しのための出力手段のハ
ード構成は１チヤンネル分あればよく、構成が簡
単であると共にコストも安くなる。

ところで、この第１の発明の特徴は、上述のタ
イミング信号を単に時分割チヤンネルタイミング
に同期して時分割化したことのみにあるのではな
い。どのような楽音周波数に対応する上記タイミ
ング信号に対しても同期させることができるよう
にするには、時分割チヤンネルタイミングがあま
り低速であつてはならず、かなりの高速であるこ
とが要求される。そこで、この発明では、上記タ
イミング信号を「高速」時分割チヤンネルタイミ
ングに同期して時分割で順次出力するようにした
ことをも更なる特徴としている。

第２の発明は、上述の第１の発明と同様に、楽
音波形データ発生手段から低速タイミングで楽音
波形データを発生し、これを第２の記憶手段で高
速タイミングに変換（サンプリング）している。
すなわち、位相角データ発生手段で高速タイミン
グで位相角データを発生し、これを第１の記憶手
段で低速タイミングに変換（サンプリング）し、
この低速タイミングの位相角データを楽音波形デ
ータ発生手段に入力し、これにより該楽音波形デ
ータ発生手段における低速タイミングに従う楽音
波形データ発生動作を保証する。位相角データ発
生手段に関連して設けられたリセツト手段は、位
相角データが所定値に到達したサンプリングタイ
ミングにおいて該位相角データを一定の値にリセ
ツトすることにより、該位相角データの変化の１
周期がサンプリングタイミングの整数倍となるよ
うに制御する。こうしてリセツト制御された位相
角データは高速のサンプリングタイミングに同期
して変化しかつその変化の１周期に対応する周波
数（楽音周波数）が高速サンプリングタイミング
に対応するサンプリング周波数に調和するものと
なる。従つて、このようにリセツト制御された位
相角データが所定の位相状態に変化するサンプリ
ングタイミングは、高速サンプリングタイミング
に同期しかつ楽音周波数の整数倍のサンプリング
周波数に同期するものであり、第３の記憶手段に
おいてこのようなサンプリングタイミング毎に第
２の記憶手段の楽音波形データを取り込んで記憶
する（サンプリングする）ことにより、第３の記
憶手段から出力される楽音信号はその楽音周波数
がサンプリング周波数と調和するものとなる。

〔実施例〕

以下添付図面を参照してこの発明の実施例を詳
細に説明しよう。

第１図において、押鍵検出回路１２は鍵盤１１
で押圧されている鍵を検出し、押圧鍵を示す情報
を発音割当て回路１３に供給する。発音割当て回
路１３は複数の楽音発生チヤンネルのいずれかに
押圧鍵の発音を割当てる処理を行なうものであ
り、各チヤンネルに割当てた鍵を示す複数ビツト
のキーコードKCとその鍵の押圧が持続している
かあるいは離鍵されたかを示す１ビツトのキーオ
ン信号KONとを各チヤンネルのタイミングに対
応して時分割的に出力する。各チヤンネルの時分
割タイミングはシステムクロツクパルスφ₀に同
期して形成される。システムクロツクパルスφ₀
と各チヤンネルの時分割タイミングとの関係を第
２図に示す。この例では、チヤンネル数を８とし
ている。

発音割当て回路１３から出力されたキーコード
KCは周波数ナンバテーブル３１に入力される。
周波数ナンバテーブル３１は、各鍵の楽音周波数
に比例する定数換言すれば単位時間当りの位相変
化分に相当する定数（これを周波数ナンバとい
う）を予め記憶したもので、アドレス入力された
キーコードKCに対応する周波数ハンバを読み出
す。この実施例において周波数ナンバは音名周波
数ナンバFAとオクターブ周波数ナンバFBとから
なる。従つて、時分割的に与えられる各チヤンネ
ルのキーコードKCに対応する各チヤンネルに割
当てられた押圧鍵の周波数ナンバFA，FBが該テ
ーブル３１から時分割的に読み出される。この周
波数ナンバFA，FBはアキユムレータ３２に入力
される。

周波数ナンバテーブル３１は音名テーブル３１
Ａとオクターブテーブル３１Ｂとから成る。音名
テーブル３１Ａには１オクターブ内の12個の音名
Ｃ，Ｃ＃，……Ａ＃，Ｂに夫々対応する音名周波
数ナンバFAを予め記憶しており、発音割当て回
路１３から与えられるキーコードKCのうち音名
を示すノートコードNCの部分がアドレス信号と
して入力され、該ノートコードNCに対応する音
名周波数ナンバFAが読み出される。オクターブ
テーブル３１Ｂには、鍵盤１１の各オクターブ間
の周波数の比率を示すオクターブ周波数ナンバ
FBを予め記憶している。発音割当て回路１３か
ら与えられるキーコードKCのうちオクターブを
示すオクターブコードOCの部分がオクターブテ
ーブル３１Ｂにアドレス入力され、そのオクター
ブに対応するオクターブ周波数ナンバFBが読み
出される。このように、周波数ナンバテーブル３
１を音名テーブル３１Ａとオクターブテーブル３
１Ｂに分けると、メモリ容量を縮小することがで
きる。すなわち、音名テーブル３１Ａのメモリ容
量は12アドレスであり、オクターブテーブル３１
Ｂのメモリ容量はオクターブ数（例えば４乃至８
程度）に対応するアドレスであり、合計で20アド
レス程度である。

アキユムレータ３２は、同じチヤンネルの周波
数ナンバを規則的時間間隔で繰返し演算し（加算
または減算のどちらか、以下では加算とする）、
その演算結果として位相角データqF※を各チヤ
ンネル毎に出力する。ここで、ｑは繰返し演算の
回数を示す整数であり、１，２，３……というよ
うに規則的計算時間の経過とともに変化する数で
ある。

アキユムレータ３２は、音名周波数ナンバFA
を累算するための音名アキユムレータ３２Ａとオ
クターブ周波数ナンバFBを累算するためのオク
ターブアキユムレータ３２Ｂとを具える。音名ア
キユムレータ３２Ａは、チヤンネル数に対応する
８ステージをもちかつシステムクロツクパルス
φ₀によつてチヤンネルタイミングに同期してシ
フト制御されるシフトレジスタ３３と、このシフ
トレジスタ３３の出力と音名周波数ナンバFAと
を加算する加算器３４と、この加算器３４の出力
をシフトレジスタ３３に入力するゲート３５とを
具えており、時分割的に与えられる各チヤンネル
の音名周波数ナンバFAを同一チヤンネル同士で
夫々時分割的に累算する。加算器３４の加算結果
がオーバフローする毎に、キヤリイアウト信号
CA１が発生される。

音名アキユムレータ３２Ａのキヤリイアウト信
号CA１はオクターブアキユムレータ３２Ｂのゲ
ート３６のイネーブル入力（EN）加えられる。
ゲート３６にはオクターブ周波数ナンバFBが入
力されている。各チヤンネルのタイミングに対応
してテーブル３２Ｂから時分割的に読み出された
オクターブ周波数ナンバFBは、自己のチヤンネ
ルタイミングにおいて音名アキユムレータ３２Ａ
からキヤリイアウト信号CA１が発生されたとき
だけゲート３６を通過して加算器３７に入力され
る。オクターブアキユムレータ３２Ｂは、ゲート
３６及び加算器３７のほかに、チヤンネル数に対
応する８ステージをもちかつシステムクロツクパ
ルスφ₀によつてシフト制御されるシフトレジス
タ３８を含んでいる。加算器３７の出力がシフト
レジスタ３８に入力され、シフトレジスタ３８の
出力が加算器３７の他の入力に加えられる。従つ
て、ゲート３６を通過してきた或るチヤンネルの
オクターブ周波数ナンバFBは、シフトレジスタ
３８から出力される同じチヤンネルの前回の加算
結果と加算される。

音名アキユムレータ３２Ａでは、各チヤンネル
の音名周波数ナンバFAが自己のチヤンネルタイ
ミングが１巡する毎に（システムクロツクパルス
φ₀の８周期分の間隔をもつ計算タイミング8φ₀毎
に）繰返し加算される。その結果、キヤリイアウ
ト信号CA１は、音名周波数ナンバFAの大きさに
対応するレートで繰返し発生する。オクターブア
キユムレータ３２Ｂでは、音名アキユムレータ３
２Ａからキヤリイアウト信号CA１が発生される
毎にそのキヤリイアウト信号CA１が発生したチ
ヤンネルに対応するオクターブ周波数ナンバFB
を累算する。オクターブ周波数ナンバFBが各オ
クターブ間の周波数の比率を示す数値であり、か
つキヤリイアウト信号CA１が音名周波数に対応
するレートで繰返し発生されるものであるが故
に、このキヤリイアウト信号CA１の発生毎にオ
クターブ周波数ナンバFBを累算することにより
得られるオクターブアキユムレータ３２Ｂの内容
は、キーコードKCによつて示された鍵の楽音周
波数に対応するものとなる。

オクターブアキユムレータ３２Ｂの累算結果が
所定のモジユロを超えると、すなわち加算器３７
がオーバフローすると、キヤリイアウト信号CA
２が発生される。このキヤリイアウト信号CA２
は楽音波形の１周期が終了したことを示してい
る。このキヤリイアウト信号CA２によつて音名
アキユムレータ３２Ａ及びオクターブアキユムレ
ータ３２Ｂの両方をリセツトする。音名アキユム
レータ３２Ａのリセツトは、キヤリイアウト信号
CA２をインバータ３９で反転した信号“０”に
よつてゲート３５を動作不能とすることによつて
行なわれる。オクターブアキユムレータ３２Ｂの
リセツトは一般的には加算器３７の出力を禁止す
ることにより（ゲート３５と同様のゲートを設け
ることにより）行なうが、オクターブ周波数ナン
バFBと加算器３７のモジユロを整数比にすれば
格別のリセツト操作は不要である。オクターブ周
波数ナンバFBは、オクターブ間の周波数比（１，
２，４，８，16……）を表わすものなので、それ
らはすべて整数比で表わせる。従つて、すべての
オクターブ周波数ナンバFBと加算器３７のモジ
ユロとが整数比になるようにすることは可能であ
る。そして、それらを整数比とすれば、オクター
ブ周波数ナンバFBを整数倍したときその値が加
算器３７のモジユロと同数となり、キヤリイアウ
ト信号CA２が発生するとき加算器３７の出力は
丁度「０」となる。従つて、あえてキヤリイアウ
ト信号CA２によつてオクターブアキユムレータ
３２Ｂをリセツトする必要がないのである。しか
し、すべての音名周波数ナンバFAを音名アキユ
ムレータ３２Ａのモジユロと整数比とすることは
できないので、キヤリイアウト信号CA２によつ
て音名アキユムレータ３２Ａをリセツトすること
は必要である。

こうして、音名アキユムレータ３２Ａとオクタ
ーブアキユムレータ３２Ｂとから成るアキユムレ
ータ３２から位相角データqF※が出力される。
キヤリイアウト信号CA２によるアキユムレータ
３２Ａ及び３２Ｂのリセツト制御によつて、この
位相角データqF※の繰返し周波数は、時分割的
計算タイミングすなわちサンプリングの周波数に
調和するものとなる。

１つのチヤンネルに関する音名アキユムレータ
３２Ａの状態の一例を第３図のqFAの欄に示す。
第３図の8φ₀は１つのチヤンネルに関する周波数
ナンバの計算タイミングを示すもので、システム
クロツクパルスφ₀の８倍の周期をもつものであ
る。また、オクターブアキユムレータ３２Ｂの状
態の一例を第３図のqFB（qF※）の欄に示す。図
示の都合上、一部のタイムスケールを縮小して示
してある。同図に示すように、音名アキユムレー
タ３２Ａの状態qFAがオーバフローしてキヤリ
イアウト信号CA１が発生される毎に、オクター
ブアキユムレータ３２Ｂでオクターブ周波数ナン
バFBが累算される。そして、オクターブアキユ
ムレータ３２Ｂからキヤリイアウト信号CA２が
発生されたとき、両アキユムレータ３２Ａ，３２
Ｂがリセツトされる。第３図のMWの欄には、オ
クターブアキユムレータ３２Ｂの状態qFBすなわ
ち位相角データqF※に対応してサンプリングさ
れる正弦波振幅が示されている。第３図のqFBの
欄及びMWの欄に示す１点鎖線は、１オクターブ
上の状態を夫々示すものである。１オクターブ上
のオクターブ周波数ナンバFBの値はその１オク
ターブ下のオクターブ周波数ナンバFBの２倍で
ある。従つて、１点鎖線で示すオクターブアキユ
ムレータ３２Ｂの状態qFBは実線で示す状態qFB
の２倍のレートで増加する。これに伴い、第３図
のMWの欄に１点鎖線で示すようにサンプリング
される正弦波は実線で示すようにサンプリングさ
れる正弦波の２倍の周波数（すなわち１オクター
ブ上）となる。

第１図において、アキユムレータ３２から出力
される位相角データqF※はチヤンネルタイミン
グ低速化回路２８に入力される。このチヤンネル
タイミング低速化回路２８は、各チヤンネルの位
相角データqF※の時分割タイミングをシステム
クロツクパルスφ₀に同期した高速チヤンネルタ
イミングから低速チヤンネルタイミングに変換す
る回路である。このチヤンネルタイミング低速化
回路２８では、高速チヤンネルタイミングの８サ
イクルを１サイクルとして低速チヤンネルタイミ
ングに変換する処理を行なう。低速チヤンネルタ
イミング変換処理１サイクルに相当する高速チヤ
ンネルタイミングの各サイクルCY１乃至CY８を
第４図に示す。

高速チヤンネルタイミング１〜８（第４図参
照）に同期してアキユムレータ３２から出力され
る各チヤンネルの位相角データqF※はレジスタ
４０及びセレクタ４１の一方入力(A)に夫々加えら
れる。レジスタ４０のロード制御入力にはロード
パルスＬ１が加えられる。ロードパレスＬ１は、
第４図に示すように、高速サイクルCY１におい
ては高速チヤンネルタイミング１の終りで“１”
に立上り、高速サイクルCY２においては高速チ
ヤンネルタイミング２の終りで“１”に立上り、
以下、CY３ではチヤンネルタイミング３、CY４
ではチヤンネルタイミング４、CY５ではチヤン
ネルタイミング５、CY６ではチヤンネルタイミ
ング７、CY７ではチヤンネルタイミング８の終
りで夫々“１”に立上る信号である。サイクル
CY５からCY６にかけてのロードパルスＬ１の立
上り間隔は10タイムスロツトであり、その他の場
合のロードパルスＬ１の立上り間隔は９タイムス
ロツトである。レジスタ４０はロードパルスＬ１
が“１”に立上つたときに位相角データqF※を
取り込む。従つて、レジスタ４０から出力される
位相角データqF※のチヤンネルは第４図のＲ１
の欄に示すようになる。このレジスタ４０の出力
Ｒ１はセレクタ４１の他方の入力（Ｂ）に加えら
れる。

セレクタ４１の選択制御入力には、第４図に示
すように高速サイクルCY６の高速チヤンネルタ
イミング６において“１”となるセレクトパルス
Ｓ１が加えられる。セレクタ４１では、このセレ
クトパルスＳ１が“１”のとき入力(A)に加わる位
相角データqF※を選択し、“０”のとき入力(B)に
加わるレジスタ４０の出力Ｒ１を選択する。従つ
て、セレクタ４１から出力される位相角データ
qF※のチヤンネルは第４図のSEL１の欄に示す
ようになる。セレクタ４１の出力SEL１はレジス
タ４２に入力される。レジスタ４２のロード制御
入力にはロードパルスＬ２が与えられる。第４図
に示すように、ロードパルスＬ２は、各サイクル
CY１〜CY８の高速チヤンネルタイミング６の終
りで“１”に立上るパルスである。レジスタ４２
はロードパルスＬ２が“１”に立上つたときセレ
クタ４１の出力SEL１を取り込む。従つて、サイ
クルCY１，CY２，CY３，CY４及びCY５のチ
ヤンネルタイミング６においてはレジスタ４０に
記憶されているチヤンネル１，２，３，４及び５
の位相角データqF※がレジスタ４２に夫々取り
込まれ、サイクルCY６のチヤンネルタイミング
６においてはアキユムレータ３２から出力される
チヤンネル６の位相角データqF※がレジスタ４
２に取り込まれる。また、サイクルCY７及びCY
８のチヤンネルタイミング６においてはレジスタ
４０に記憶されているチヤンネル７及び８の位相
角データqF※がレジスタ４２に夫々取り込まれ
る。従つて、レジスタ４２から出力される位相角
データqF※のチヤンネルは第４図のＲ２に示す
ようになる。

レジスタ４２の出力Ｒ２は、低速チヤンネルタ
イミングに置換えられた位相角データωtとして
楽音発生部２７に入力される。この低速チヤンネ
ルタイミングは第４図のＲ２に示すように１チヤ
ンネルの時間幅が高速チヤンネルタイミングの１
サイクル分の時間幅に等しい。

もう１つのチヤンネルタイミング低速化回路２
９は、エンベロープ発生器２２から時分割的に発
生される各チヤンネルのエンベロープ波形データ
EVを高速チヤンネルタイミングから低速チヤン
ネルタイミングに変換する回路であり、上述のチ
ヤンネルタイミング低速化回路２８のレジスタ４
０、セレクタ４１及びレジスタ４２と全く同様に
動作するレジスタ４３、セレクタ４４及びレジス
タ４５を具えている。このチヤンネルタイミング
低速化回路２９に入力された各チヤンネルのエン
ベロープ波形データEVは、第４図のＲ２に示す
ような低速チヤンネルタイミングに置換えられて
レジスタ４５から出力される。このレジスタ４５
の出力は、低速チヤンネルタイミングに従つて時
分割化されたエンベロープ波形データＥとして楽
音発生部２７に供給される。

楽音発生部２７は、低速化された位相角データ
ωtにもとづいて周波数変調演算を実行し、楽音
波形振幅データを発生する。周波数変調演算を実
行するようにした楽音発生部２７の詳細例を第５
図に示す。第５図においては、下記のような周波
数変調演算を１系列の演算回路を用いて時分割で
行なうようにしている。

ｅ（ｔ）＝Esin（ωt＋Isinkωt） ……(1) ｅ（ｔ）は周波数変調演算によつて得る楽音波
形振幅、Ｅは振幅係数すなわちエンベロープ波形
データ、ωtは搬送波の位相角、Ｉは変調指数、
kωtは変調波の位相角、である。搬送波の位相角
データωtは、アキユムレータ３２（第１図）か
ら出力される位相角データqF※に相当するもの
であり、発生すべき楽音の基本周波数を示す。ｋ
は任意の定数であり、kωtは発生すべき楽音の倍
音周波数の位相角に相当する。従つて、上記(1)式
によれば、倍音周波数（kω）を中心にして基本
周波数（ω）の間隔で多数の側帯波が生じ、これ
らの側帯波のレベルが変調指数Ｉによつて制御さ
れ、所望のスペクトル特性を有する楽音波形が得
られる。第５図においては、上記(1)式の変調波の
項（Isinkωt）の演算を先に実行し、次に同じ演
算回路を使用しかつ先に求めた変調波の項
（Isinkωt）の部分解を利用して全体の解を求める
ようにしている。

第５図において、第１図のレジスタ４２から与
えられた位相角データωtは乗算器４６及びセレ
クタ４７の一方入力(B)に与えられる。この位相角
データωtは、第４図のＲ２に示すように或る高
速サイクルの高速チヤンネルタイミング７から次
の高速サイクルの高速チヤンネルタイミング６ま
での間、すなわち１つの低速チヤンネルタイミン
グにおいて同一値を保持する。１つの低速チヤン
ネルタイミングを拡大して第６図に示す。乗算器
４６では、変調波として使用する倍音周波数の次
数を示す数値ｋが位相角データωtに乗算され、
変調波の位相角データkωtを得る。この変調波の
位相角データkωtはセレクタ４７の他の入力(A)に
与えられる。セレクタ４７の選択制御入力には、
第６図に示すように高速チヤンネルタイミング１
に対応して“１”となるセレクト信号Saが与え
られる。セレクタ４７はこのセレクト信号Saが
“１”のとき入力(A)に与えられている変調波の位
相角データkωtを選択し、“０”のとき入力(B)に
与えられている搬送波の位相角データωtを選択
する。

セレクタ４７の出力は加算器４８の一方入力に
加わる。加算器４８の他の入力にはゲート４９の
出力が加わる。ゲート４９の制御入力には、第６
図に示すように高速チヤンネルタイミング３に対
応し、“１”となるゲート信号Ｇ１が与えられて
おり、このゲート信号Ｇ１が“１”のときレジス
タ５０の出力を加算器４８に加える。加算器４８
の出力は正弦波テーブル５１に入力される。正弦
波テーブル５１は正弦関数値を対数形式で予め記
憶するもので、加算器４８の出力を位相角アドレ
ス信号として正弦関数値を読み出す。正弦波テー
ブル５１の出力はレジスタ５２に入力される。レ
ジスタ５２のロード制御入力には、第６図に示す
ように高速チヤンネルタイミング１の終り及び高
速チヤンネルタイミング３の終りにおいて夫々立
上るロードパルスLaが加えられる。レジスタ５
２はロードパルスLaが“１”に立上つたとき正
弦波テーブル５１の読み出し出力を取り込む。

従つて、１つの低速チヤンネルタイミングにお
いて、レジスタ５２が最初に取り込み動作を行な
うのは高速チヤンネルタイミング１の終りにおい
てである。そのとき、セレクタ４７はセレクト信
号Saの“１”により入力(A)の位相角データkωtを
選択しており、かつゲート信号Ｇ１が“０”であ
るためゲート４９から加算器４８に与えられるデ
ータは０である。従つて、位相角データkωtが加
算器４８から出力され、正弦波テーブル５１から
は変調波の正弦関数値sinkωtが対数形式（log
sink ωt）で読み出されており、これがレジスタ
５２に取り込まれる。

レジスタ５２の出力は加算器５３に入力され
る。加算器５３の他の入力にはセレクタ５４の出
力が与えられる。セレクタ５４の入力(A)には変調
指数Ｉを示すデータが加えられ、入力(B)にはチヤ
ンネルタイミング低速化回路２９（第１図）から
与えられるエンベロープ波形データＥが加えられ
る。両データＩ，Ｅは共に対数形成（logI，
logE）であるとする。セレクタ５４の制御入力
には、第６図に示すように高速チヤンネルタイミ
ング２において“１”となるセレクト信号Sbが
与えられる。セレクタ５４はこのセレクト信号
Sbが“１”のとき入力(A)の変調指数Ｉ（すなわち
logI）を選択し、“０”のとき入力(B)のエンベロ
ープ波形データＥ（すなわちLogE）を選択する。
加算器５３は対数同士の加算によつて実質的にリ
ニアの乗算を実行し、その出力を対数−リニア変
換器５５に与える。対数−リニア変換器５５の出
力はレジスタ５０に与えられる。レジスタ５０の
ロード制御入力には、第６図に示すように高速チ
ヤンネルタイミング２及び４の終りで夫々“１”
に立上るロードパルスLbが与えられる。レジス
タ５０はこのロードパルスLbが“１”に立上つ
たとき取り込み動作を行なう。

高速チヤンネルタイミング２の終りでロードパ
ルスLbが“１”に立上つたとき、レジスタ５２
からは高速チヤンネルタイミング１の終りで取り
込んだ変調波の正弦関数値（log sinkωt）が出
力されており、セレクタ５４ではセレクト信号
Sbの“１”により入力(A)の変調指数（logI）が選
択されている。従つて、加算器５３では次の演算 logI＋log sinkωt ＝log（Ｉ sinkωt） ……(2) が実行され、その出力log（Ｉ sinkωt）をリニ
ア形式に変換したデータ（Ｉ sinkωt）が対数
−リニア変換器５５から出力されている。従つ
て、第６図のRbに示すように高速チヤンネルタ
イミング２の終りにおいてレジスタ５０に変調波
と変調指数の積（Ｉ sinkωt）が取り込まれる。

高速チヤンネルタイミング３においてゲート信
号GIが“１”となると、レジスタ５０に記憶さ
れている変調データ（Ｉ sinkωt）がゲート４
９を介して加算器４８に与えられる。このときセ
レクタ４７のセレクト信号Saは“０”であり、
入力(B)の位相角データωtが選択されている。従
つて、加算器４８では次の演算 ωt＋Ｉ sinkωt ……(3) が実行される。上記(3)式に示す和を位相角データ
として正弦波テーブル５１から正弦関数値が読み
出される。この正弦関数値は、対数形式の周波数
変調信号log sin（ωt＋Ｉ sinkωt）であり、これ
が高速チヤンネルタイミング３の終りでロードパ
ルスLaが“１”に立上つたときにレジスタ５２
に取り込まれる。

高速チヤンネルタイミング４においては、セレ
クタ５４のセレクト信号Sbは既に“０”となつ
ているので入力(B)のエンベロープ波形データ
（logE）が選択されており、このデータ（logE）
とレジスタ５２から出力される周波数変調信号
log sin（ωt＋Ｉ sinkωt）とが加算器５３で加算
される。その結果、加算器５３からは周波数変調
信号とエンベロープ波形データの積の対数表示
logE sin（ωt＋Ｉ sinkωt）が出力される。この
積が対数−リニア変換器５５においてリニア表示
に変換され、高速チヤンネルタイミング４の終り
でロードパルスLbが“１”に立上つたときにレ
ジスタ５０に取り込まれる。第６図のRbに示す
ように、レジスタ５０は、高速チヤンネルタイミ
ング５から次の高速サイクルの高速チヤンネルタ
イミング２までの間、１つのチヤンネルの楽音波
形振幅データｅ（ｔ）＝Esin（ωt＋Ｉ sinkωt）を
出力する。このレジスタ５０の出力は、楽音発生
部２７の出力としてチヤンネルタイミング高速化
回路３０（第１図）のレジスタ５６に入力され
る。

チヤンネルタイミング高速化回路３０は、楽音
発生部２７から時分割的に出力される各チヤンネ
ルの楽音波形振幅データのチヤンネルタイミング
を低速から高速に戻すための回路である。レジス
タ５６のロード制御入力には、第４図に示すよう
に高速チヤンネルタイミング８の終りで立上るロ
ードパルスＬ３が与えられる。レジスタ５６はこ
のロードパルスＬ３が“１”に立上つたとき楽音
発生部２７（第５図のレジスタ５０）から出力さ
れる楽音波形振幅データを取り込む。楽音発生部
２７の入力側の低速チヤンネルタイミング（第４
図のＲ２及び第６図の（ωt）参照）と出力側の
チヤンネルタイミング（第６図のRb参照）には
高速チヤンネルタイミングにして約６タイムスロ
ツト分の時間遅れがある。従つて、ロードパルス
Ｌ３によつて高速チヤンネルタイミング８の終り
にレジスタ５６に各チヤンネルの楽音波形振幅デ
ータを取り込むことにより、このレジスタ５６か
ら出力されるデータのチヤンネルは第４図のＲ３
のようになる。第４図のＲ３において、１つの低
速チヤンネルタイミングの間隔は高速チヤンネル
タイミングの１サイクルに相当する。

レジスタ５６の出力はセレクタ５７の一方の入
力(A)に与えられる。セレクタ５７の出力はシステ
ムクロツクパルスφ₀に従つて高速チヤンネルタ
イミングに同期してシフト制御される８ステージ
のシストレジスタ５８に入力される。このシフト
レジスタ５８の出力はセレクタ５７の他の入力(B)
に戻される。セレクタ５７のセレクト信号Ｓ２
は、第４図に示すように、同図のＲ３に示す各低
速チヤンネルタイミングにおいてそのチヤンネル
と同じ１つの高速チヤンネルタイミングに対応し
て夫々“１”となる信号である。例えば、レジス
タ５６から低速チヤンネルタイミング８の楽音波
形振幅データが出力されているときは高速チヤン
ネルタイミング８に対応してセレクト信号Ｓ２が
“１”となり、低速チヤンネルタイミング１の楽
音波形振幅データが出力されているとき高速チヤ
ンネルタイミング１に対応してセレクト信号Ｓ２
が“１”となる。セレクタ５７は、セレクト信号
Ｓ２が“１”のとき入力(A)に加わるレジスタ５６
の出力を選択し、“０”のとき入力(B)に加わるシ
フトレジスタ５８の出力を選択する。

従つて、低速チヤンネルタイミング（第４図の
Ｒ３）に従つて時分割的にレジスタ５６から出力
される各チヤンネルの楽音波形振幅データが、対
応する高速チヤンネルタイミングにおいてセレク
タ５７の入力(A)を介してシフトレジスタ５８に取
り込まれる。シフトレジスタ５８に取り込まれた
各チヤンネルの楽音波形振幅データはセレクタ５
７の入力(B)を介して循環保持される。こうして、
シフトレジスタ５８からは高速チヤンネルタイミ
ングに従つて各チヤンネルの楽音波形振幅データ
が時分割的に出力される。このシフトレジスタ５
８の出力はセレクタ５７の一方の入力(A)に与えら
れる。

セレクタ５９の出力はシステムクロツクパルス
φ₀によつてシフト制御される８ステージのシフ
トレジスタ６０に入力され、このシフトレジスタ
６０の出力がセレクタ５９の他の入力(B)に与えら
れる。セレクタ５９の制御入力には音名アキユム
レータ３２Ａのキヤリイアウト信号CA１が与え
られる。このキヤリイアウト信号CA１が“１”
のときセレクタ５９の入力(A)に加わるシフトレジ
スタ５８の出力が選択されてシフトレジスタ６０
に取り込まれ、“０”のときはセレクタ５９の入
力(B)を介してシフトレジスタ６０の出力が循環す
る。

セレクタ５９及びシフトレジスタ６０は、低速
処理によつて楽音発生部２７から得られた楽音波
形振幅データの変化のタイミングをキヤリイアウ
ト信号CA１のタイミングに同期させるためのも
のである。チヤンネルタイミング高速化回路３０
においては、時分割チヤンネルタイミングを低速
から高速に変換しているだけであり、低速処理に
よつて得た楽音波形振幅データの変化のタイミン
グは制御していない。一方、チヤンネルタイミン
グ低速化回路２８から楽音発生部２７に到る低速
化処理によつて、楽音波形振幅データが変化する
タイミングは位相角データqF※が変化するタイ
ミングからずれたものとなる。このずれを修正す
るために、シフトレジスタ５８から出力される楽
音波形振幅データをキヤリイアウト信号CA１に
よつてサンプリングし、シフトレジスタ６０に記
憶するようにしている。キヤリイアウト信号CA
１は各チヤンネルの位相角データqF※の変化タ
イミングに同期して発生される（第３図参照）。
こうして、サンプリング周波数に調和したキヤリ
イアウト信号CA１に従つて楽音波形振幅データ
をサンプリングし直す（つまり位相角データqF
※が変化するサンプリングタイミング毎に楽音波
形振幅データをシフトレジスタ６０に取り込んで
記憶する）ことにより、シフトレジスタ６０から
時分割的に出力される各チヤンネルの楽音波形振
幅データの楽音周波数をサンプリング周波数に確
実に調和させることができる。シフトレジスタ６
０の出力はアキユムレータ２３に入力される。ア
キユムレータ２３は、１サンプル期間における各
チヤンネルの楽音波形サンプル点振幅データを合
計するための回路であり、前述のアキユムレータ
３２とは全く異なる。このアキユムレータ２３に
は、第２図に示すように発生する加算タイミング
信号ACCとクリア信号CLRとが入力される。加
算タイミング信号ACCは各チヤンネルの時分割
タイムスロツトの後半において繰返し発生するも
ので、この信号ACCのタイミングで乗算器２１
から与えられる各チヤンネルの楽音波形サンプル
点振幅データを次々に累算していく。

アキユムレータ２３の出力はレジスタ２４に入
力される。レジスタ２４には、第２図に示すよう
にチヤンネル８のタイムスロツトの後半において
前記信号ACCが立上つた後で立上るロード信号
LOADが入力される。従つて、チヤンネル１か
ら８までの全チヤンネルの楽音波形サンプル点振
幅データがアキユムレータ２３で累算されたと
き、レジスタ２４はロード信号LOADによつて
取込みモードとなり、このアキユムレータ２３の
出力すなわち１サンプル期間における全チヤンネ
ルの楽音波形サンプル点振幅データの合計値を取
り込む。その直後のチヤンネル１のタイムスロツ
トの始まりにおいてクリア信号CLRが立上り、
アキユムレータ２３の内容をクリアする。

レジスタ２４に保持された１サンプル期間の全
チヤンネルの楽音波形サンプル点振幅データの合
計値はデイジタル−アナログ変換器２５でアナロ
グ信号に変換され、サウンドシステム２６に供給
される。

尚、チヤンネルタイミング低速化回路２８及び
２９は、レジスタ４２及び４５のみで構成するこ
ともできる。その場合はロードパルスＬ２の発生
タイミングを第４図に示すものとは異ならせれば
よい。すなわち、第４図ではロードパルスＬ２は
各高速サイクルCY１，CY２，……毎に高速チヤ
ンネルタイミング６の終りで立上る（８タイムス
ロツトの周期で発生する）パルスであるが、これ
を９タイムスロツトの周期で発生するようにすれ
ばよい。そうすると、９タイムスロツト毎にチヤ
ンネル１，２，３，４……という順に順次チヤン
ネルをずらして位相角データqF※をサンプリン
グすることができ、９タイムスロツトの間隔から
成る低速チヤンネルタイミングで各チヤンネルの
データを時分割化することができる。しかし、そ
の場合、低速チヤンネルタイミングの間隔は、高
速チヤンネルタイミングの１サイクル（８タイム
スロツト）に合致しないので高速チヤンネルタイ
ミングに戻す際に面倒が生じ、そのために楽音発
生部２７の内部構成あるいはチヤンネルタイミン
グ高速化回路３０の構成が複雑化する。

前述のように、周波数ずれ及び波形の歪みを最
小限におさえるためにはシステムクロツクパルス
φ₀の周波数をできるだけ高くすることが要求さ
れるが、そうすると、時分割チヤンネルタイミン
グもかなり速くなり、楽音発生部２７として高速
動作型のものが要求される。楽音波形メモリから
単純に楽音波形振幅値データを読み出す構成の場
合高速動作が可能であるが、楽音発生部２７で採
用する楽音発生方式によつては高速動作が困難な
ものがある。例えば、第５図に示したような周波
数変調演算によつて楽音を発生する場合がそうで
ある。しかし、この発明では、第１図に示すよう
に、楽音発生部２７の入力側及び出力側に時分割
チヤンネルタイミングのレートを低速に変換する
チヤンネルタイミング低速化回路２８，２９と高
速に変換する（戻す）チヤンネルタイミング高速
化回路３０とを夫々設けるので、そのような高速
動作が困難な楽音発生方式でも容易に採用するこ
とができる。

〔発明の効果〕

以上の通り、この発明によれば、楽音波形デー
タ発生手段から低速タイミングで楽音波形データ
を発生し、これを高速タイミングに変換し（サン
プリングし直し）、高速タイミングに変換された
楽音波形データを高速タイミングに同期しかつ楽
音周波数にも同期した（ピツチ同期した）タイミ
ングで出力制御するようにしているので、高速動
作の困難な楽音波形データ発生手段を使用した場
合においてもピツチ同期処理の際のサンプリング
周波数を高くして精度を悪化させることなくピツ
チ同期を実現する（つまり楽音周波数とサンプリ
ング周波数を調和させる）ことができる、という
優れた効果を奏する。また、低速動作型の楽音波
形データ発生手段を使用することができることに
よつて、回路構成の簡単化及び低コスト化を図る
ことができる。

また、この発明によれば、複数チヤンネルに割
当てられた楽音の楽音波形データを楽音波形デー
タ発生手段により低速の時分割チヤンネルタイミ
ングに同期して時分割で発生し、これを高速の時
分割チヤンネルタイミングに変換し、この高速の
時分割チヤンネルタイミングに同期しかつ各チヤ
ンネルに割当てられた楽音の楽音周波数のほぼ整
数倍の周波数を有するタイミング信号に従つて上
記高速時分割チヤンネルタイミングに従う各チヤ
ンネルの楽音波形データを時分割状態のままで取
り出す（サンプリングし直す）ようにしたので、
複数チヤンネルでピツチ同期処理を行う場合にお
いて、取り出しのための出力手段のハード構成を
簡単化することができると共に低コストにするこ
とができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明に係る楽音信号発生装置を適
用した電子楽器の一実施例を示す全体構成ブロツ
ク図、第２図は第１図における時分割チヤンネル
タイミング及び各種制御信号を示すタイミングチ
ヤート、第３図は同実施例における位相角データ
発生用のアキユムレータの動作例を示すタイミン
グチヤート、第４図は同実施例における低速チヤ
ンネルタイミング変換動作を説明するタイミング
チヤート、第５図は同実施例における楽音発生部
の一例を示すブロツク図、第６図は第５図の動作
を説明するためのタイミングチヤート、である。 ３２……位相角データ発生用のアキユムレー
タ、３２Ａ……音名アキユムレータ、３２Ｂ……
オクターブアキユムレータ、２７……楽音発生
部、３５……アキユムレータをリセツトするため
のゲート、CA２……アキユムレータをリセツト
するためのキヤリイアウト信号、qF※……位相
角データ、２８，２９……チヤンネルタイミング
低速化回路、３０……チヤンネルタイミング高速
化回路、５９……セレクタ、６０……シフトレジ
スタ、CA１……音名アキユムレータのキヤリイ
アウト信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 複数の楽音発生用のチヤンネルを有し、各チ
   ヤンネル毎にそれぞれ楽音信号を発生するように
   した楽音信号発生装置において、 上記各チヤンネルに割り当てられた楽音の楽音
   周波数を有する楽音波形データを、それぞれ低速
   の時分割チヤンネルタイミングに同期して時分割
   で順次発生する楽音波形データ発生手段と、 上記楽音波形データ発生手段から低速時分割チ
   ヤンネルタイミングに同期して時分割で発生され
   た各チヤンネルの楽音波形データを入力し、該各
   チヤンネルの楽音波形データをそれぞれ高速の時
   分割チヤンネルタイミングに同期して時分割で順
   次出力するチヤンネルタイミング高速化手段と、 上記各チヤンネルに割り当てられた楽音の楽音
   周波数のほぼ整数倍の周波数を有するタイミング
   信号を、それぞれ上記高速時分割チヤンネルタイ
   ミングに同期して時分割で順次出力するタイミン
   グ信号発生手段と、 上記チヤンネルタイミング高速化手段から高速
   時分割チヤンネルタイミングに同期して時分割で
   出力される各チヤンネルの楽音波形データを入力
   し、該各チヤンネルの楽音波形データをそれぞれ
   当該チヤンネルに関する上記タイミング信号に従
   つて取り出す出力手段と を具え、上記出力手段において取り出された楽
   音波形データに基づき楽音信号を発生するように
   した楽音信号発生装置。 ２ 一定のサンプリングタイミング毎に所望の楽
   音周波数に対応するレートで変化する位相角デー
   タを発生する位相角データ発生手段と、 この位相角データが所定値に到達したサンプリ
   ングタイミングにおいて該位相角データを一定の
   値にリセツトすることにより、該位相角データの
   変化の１周期が前記サンプリングタイミングの整
   数倍となるように制御するリセツト手段と、 前記位相角データ発生手段から発生される位相
   角データを低速タイミングでサンプリングして一
   時記憶する第１の記憶手段と、 この第１の記憶手段から与えられる位相角デー
   タにもとづいて楽音波形データを発生する楽音波
   形データ発生手段と、 発生された楽音波形データを高速タイミングで
   サンプリングして一時記憶する第２の記憶手段
   と、 前記位相角データ発生手段における位相角デー
   タが変化するサンプリングタイミング毎に前記第
   ２の記憶手段の楽音波形データを取り込んで記憶
   する第３の記憶手段と を具え、この第３の記憶手段の出力を楽音信号
   とする楽音信号発生装置。 ３ 前記位相角データ発生手段は、所望の楽音の
   音名に対応する第１の定数を一定の計算タイミン
   グで繰返し加算（または減算）する所定モジユロ
   の音名アキユムレータと、前記所望の楽音のオク
   ターブに対応する第２の定数を前記音名アキユム
   レータからキヤリイアウト信号が発生される毎に
   加算（または減算）するオクターブアキユムレー
   タとを含む手段であり、前記リセツト手段は前記
   オクターブアキユムレータからキヤリイアウト信
   号が発生されたとき前記音名アキユムレータ及び
   オクターブアキユムレータにおける該キヤリイア
   ウト信号を生ぜしめた計算内容を夫々リセツトす
   る手段であり、前記第３の記憶手段では前記音名
   アキユムレータからキヤリイアウト信号が発生さ
   れる毎に前記第２の記憶手段の楽音波形データを
   取り込むようにした特許請求の範囲第２項記載の
   楽音信号発生装置。