JPS62285663A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タの電圧安定化回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ３、発明の詳細な説明 （産業上の利用分野） 本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を安定化さ
せる回路に関するものである。

（従来の技術） トランスを用いたスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの出力電圧安定化方式には、（１）出力電圧と基準
電圧とを比較増幅した信号、即ち、誤差信号を直接スイ
ッチング制御回路へ供給して安定化する方式。

（２）誤差信号をホトカプラのような人出力を絶縁する
素子を介してスイッチング制御回路へ供給して安定化す
る方式。

（３）トランスの入力巻線、出力巻線の他に設けた第３
の巻線に発生する電圧を一定値にすることで出力電圧を
安定化する方式。

等が広く用いられている。

ところで、上記（１）及び（２）の方式は直接出力電圧
を制御入力するので高い電圧安定度が得られるという特
徴を有しているが、（１）の方式ではトランスの入力側
と出力側に共通電位点が必要（即ち、入出力のアースが
共通）であって商用′ｔ＃から直流出力を得る場合のよ
うに絶縁を必要とする場合に使用できず、（２）の方式
はホトカプラ等の入出力絶縁素子の応答が遅く、高周波
のスイッチング電源の制御には使用できないので、電源
の小型化ができないという欠点を有している。

一方、上記（３）の方式は出力ｓｍと第３の巻線から取
り出される直流電圧の間に比例関係がある場合に適用で
きる方式で、入力と出力とが絶縁でき、高周波のスイッ
チング電源にも使用できるという特徴を持っているが、
出力電圧を直接制御人力としていないため、電圧安定度
、特に、負荷電流変化に対する安定度が良好でないとい
う欠点を有している。（３）の方式を使用した従来例を
第２図に示す、第２図において、１は入力電源、２はス
イッチング素子、３はトランス、３１．３２．３３はそ
れぞれトランス３に巻回した入力ｉ＠線、出力巻線、第
３巻線であり、４は起動回路、５はダイオード、６はコ
ンデンサ、７は負荷、８はダイオード、９はコンデンサ
、ｔｏ、　１１．１２は電圧検出用抵抗であり、これら
の抵抗で分圧回路を構成している。　１３は基準電圧、
１４は誤差増幅器、１５はスイッチング制御回路である
。

次に、第２図の回路の動作を説明する。

入力＠ａｌが投入されると起動回路４が動作してスイッ
チング制御回路１５に電源が供給され、スイッチング素
子２がオンする。トランス３の各巻線はそれぞれ第２図
のような極性で接続されているのでスイッチング素子２
がオンした時はダイオード５及び８はオフとなっている
。従って、入力巻線３１を通してスイッチング素子２に
流れる電流はトランス３の励磁電流だけであり、トラン
ス３にエネルギーが蓄積される０次に、スイッチング制
御回路１５からの信号でスイッチング素子２がオフする
とダイオード５及び８がオンしてトランス３に蓄積され
たエネルギーを電流として放出する。

この電流はコンデンサ６及び９に流れて直流電圧を発生
し、それぞれ負荷７及びスイッチング制御回路１５に供
給される。コンデンサ９に発生する直流電圧は電圧検出
抵抗１０．１１．１２にも供給され、分圧された電圧は
基準電圧１３と誤差増幅器１４によって比較増幅されて
スイッチング制御回路１５に入力され、スイッチング素
子２のオン、オフを制御する。そのためコンデンサ９の
直流電圧は一定値に保たれる。ダイオード５及び８の順
方向電圧を無視すると、コンデンサ６及び９に発生する
直流電圧は出力ｊ４１％ｇ１３２と第３巻線３３の巻数
比の関係にあるので１、コンデンサ６に発生する直流電
圧、即ら、負荷７へ供給される出力電圧は一定となる。

（発明が解決しようとする問題点） 第３図は第２図の回路の各部の動作波形を示し、第３図
（ａ）はスイッチング素子２の両端電圧Ｖ、第３図（ｂ
）は入力巻線電流Ｌｌ、第３図（ｃ）は出力巻ｋｌＡ電
流１２をそれぞれ示す図である。

第３図により、第２図に示された従来技術の問題点を説
明する。

入力巻線電流１１、出力巻線１１ｔ２１！Ｌｉ、は次式
で表される。

ｉ＋　”　（Ｅｉ−／Ｌ３＋）　　・ｔ＋　、　（ｔ＋
　＝　０　”　Ｔｏ−）・・・（１）ｉｔ　＝　（Ｎｓ
＋／Ｎｚｚ）・（Ｅｔｌｌ／　Ｌｆｆ＋）　ＴＩＩＮ　
　（Ｅａ／Ｌｓｚ）ｔｔ（ｈ−０−Ｔｏｔｔ　）・・・
（２） ここで、Ｅｉｎは入力型ｒＡｌの電圧、ε。は出力電圧
、Ｎｉ１．　Ｎ、ｓｚ、　Ｌｆｆ＋＋　Ｌ３ｇはそれぞ
れ入力巻線３１、出力巻線３２の巻数及びそれぞれのイ
ンダクタンスである。なお、第３ｔ１Ｍから取り出す電
力は出力巻線から取り出す電力に比べて小さいので無視
する。

Ｌｚ＝　Ｔａｒｔで１８噌Ｏであり、また、スイッチン
グ周期Ｔｃを一定とすると出力電流■。はｉｌの平均値
であるので、 Ｅｏ・Ｔｏｖｔ　”（Ｎｉｉ／Ｎｓ＋）　　ＥｔＡ−Ｔ
ｏ−・’・（３）また、（Ｎｓ＋／ｌ１ｈｘ）”−（Ｌ
３＋／Ｌ３ｇ）であるから、（１）。

（３）式より、 １ｏ”　（Ｈａ　・Ｔａｒｔ　Ｌ　Ｔｏｔｔ　／　２Ｌ
ｓｉ　・Ｔｃ−（５）が得られる。これらの式から出力
電流１．及び周期Ｔｃが一定の場合、制御回路によって
ＥｒｎＴＯｎ（＝　（Ｎｓ＋／Ｉｈｔ）　Ｅｏ　Ｔｏｔ
ｔ　）が一定に保たれることから、入力端子Ｅ８Ｒの変
動に対してＥａ　Ｔｏｔｔは一定、即ち、出力電圧Ｅ０
は一定に保たれることが判る。これに対し、出力電流が
変化する場合、オフ期間ｒｏｒｒが変化するため、出力
電圧Ｅ、が変化することも判る。即ち、この制御方式で
は入力電圧変動に対しては出力電圧は一定値が維持でき
るが、出力電流変動に対しては一定値を維持することが
できないことが判る。そのため、出力電流１０の変動に
対しても高い電圧安定度を必要とする電源にこの方式を
使用する場合には、出力側にシリーズレギュレータを使
う等して出力電圧を安定化させる必要があり、損失の増
大、回路の複雑化、コストの増大などの問題があった。

（発明が解決しようとする問題点） 本発明は、上記問題点を解決するために、直流電源と、
少なくとも３個の巻線を存するトランスと、直流型Ｓ電
圧をトランスの第１の巻線に断続して供給するスイッチ
ング素子と、トランスの第２の１！線に接続した上記ス
イッチング素子がオフの時導通する第１のダイオードと
第１のコンデンサの直列回路と、第１のコンデンサに並
列接続した負荷と、トランスの第３の巻線に接続した上
記スイッチング素子がオフの時導通する第２のダイオー
ドと第２のコンデンサの直列回路と、第２のコンデンサ
の電圧を作動電源となし上記スイッチング素子の動作を
制御する制御回路と、上記電圧を分圧抵抗で分圧して得
た電圧と基準電圧とを比較して制御回路を駆動する誤差
増幅器からなるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、上記ス
イッチング素子がオフの時トランス巻線に発生する電圧
を積分する積分回路と、該積分回路の出力電圧を電流に
変換して上記分圧抵抗に供給するバッファ回路を設ける
ようにしたものである。

（作用） 本発明によれば、上記したようにＤＣ−ＤＣコンバータ
の安定化回路を構成したので、出力電流の変化をスイッ
チング素子のオフ期間の変化としてトランスの第３の巻
線で捉え、その変化量に応じて積分回路及びバッファ回
路を介して分圧抵抗に流れる電流を制御して、スイッチ
ング素子のオン期間を制御しているので、出力電流の変
動による出力電圧変動を低く抑えることができる。

（実施例） 以下、本発明の実施例について図面を参照しながら詳細
に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すＤＣ−ＤＣコンバータ
の電圧安定化回路図である。

第１図において、１−１５は第２図と同様であり、ここ
では説明を省略する。

１６はダイオード、１７．１８はｔ氏抗、１９はコンデ
ンサ、２０はバッファ回路、２１は抵抗である。抵抗１
７゜１８及びコンデンサ１９は積分回路を構成しており
、ダイオード１６を通して第３巻線３３からの信号が供
給される。コンデンサ１９はダイオードが順バイアスさ
れるＴ６ｔｔＭ間に抵抗１７を通して充電され、残りの
期間は抵抗１８を通して放電される。抵抗１７゜１８の
抵抗値が大きいとコンデンサ１９の端子電圧はほとんど
直流と考えることができ、この電圧は、ＴｏｔｔＭ間に
比例した電圧となる。バッファ回路２０はこのＴｕｆｔ
期間に比例した電圧を補正電流１゜に変換する回路であ
って、オペアンプやエミッタフォロワ回路等で構成でき
る。抵抗２１はこの補正１ｉｔＪＬ　Ｉ。を再び電圧に
もどして誤差増幅器１４へ補正電圧として印加する。第
１図では抵抗２１を追加した形で示しているが、抵抗１
０を２個に分、ｌｐ１シたと考えることもできる。従っ
て、抵抗２１を追加することなしに、第１図のＡ点或い
はＢ点にバ。

ファ回路２０の出力を接続しても同様の機能を果たすこ
とができ、補正量の大きさによって適宜選択することが
できる。また、信号の入力として第１図の実施例では第
３巻線３３の電圧を利用したが、図示しない第４の巻線
の電圧であっても同じ機能を果たすことができる。いず
れを採用するかは積分回路やバッファ回路２０の特性等
に応じて適宜選択すればよい。

次に、第１図の回路の作用を説明する。

ある一定の出力電流Ｉ０が流れている状態では、オフ期
間Ｔａｒｆは一定、従って、補正電流■２も一定となる
。また、誤差増幅器１４の利得が充分高く、入力インピ
ーダンスも充分に高ければ、分割抵抗１０．１１．１２
に流れる電流■、も一定となる。

従って、抵抗２１．１０．１１．１２の直列回路に印加
される電圧、即ち、コンデンサ９の電圧ｖ０は、Ｖｃｑ
＝Ｒｚ＋−１ｃ　＋　　（ＲＺＩ＋Ｒ１Ｏ÷Ｒ＋＋＋Ｒ
＋ｚ）　Ｉ（と表される。出力電流■。が増加すると、
オフ期間Ｔ０７．が増加し、補正電流１ｃが増加するの
で電圧Ｖｃ９が大となる。換言すると、出力電流１．の
増加によって補正電流ｌ、が増加し、分割抵抗１０゜１
１、１２の印加電圧が低くなる。この変化を誤差増幅器
１４が検出し、制御回路１５に作用してスイッチング素
子２の導通時間ＴＯＮを大としてトランス３に蓄積され
るエネルギーを増加させ、スイッチング素子２のオフ後
、第３巻！Ｉｙ？１３３に発生する電圧を増加させる。

電圧ｖｔｑはスイッチング素子２のオフ時の第３４線の
電圧に等しいから、電圧Ｖｃ９が増加するということは
、巻数比Ｎ　３＋　／　Ｎ　ｓ　ｘで関係付けられてい
る出力巻線３２の出力電圧も増加するということである
。従って、オフ期間Ｔ０１．の増加による第２図に示す
従来回路での出力電圧の低下を、抵抗１７．１Ｂ、コン
デンサ１９からなる積分回路でオフ期間Ｔ０１．の変化
として検出し、バッファ回路を介して補正電流りに変換
して分圧回路に供給することによって出力電流■。の変
動による出力電圧Ｅ、の変動を極めて小さくすることが
できる。

第４図は第２図の従来の回路と第１図の本発明による回
路との負荷特性を示す図である。

この図から明らかなように、従来の回路では出力電圧Ｅ
０が４０％程度の低下を示していたものが本発明による
回路では３％程度に抑えられることになり、本発明の有
効性を示している。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、
本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能であり、これ
らを本発明の範囲から排除するものではない。

（発明の効果） 以上、詳細に説明したように、本発明によれば、スイッ
チング素子がオフの時トランスＳｍに発生する電圧を積
分する積分回路と、該積分回路の出力を電流に変換して
分圧抵抗に供給するバッファ回路を備えているので、出
力電流の変動による出力電圧変動を低く抑えることがで
きると共に、トランスの第３の巻線を利用して出力電圧
を制御しているので、入出力の絶縁ができ、高周波のス
イッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバークにも使用できる
。更に、出力電流の変動に対しても高い電圧安定度を存
するので、出力側にシリーズレギユレ−りを設ける必要
もなく、回路の損失の増大、複雑化、コストの上昇を招
くことのない高性能なりＣ−０Ｃコンバータを従供する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すＤＣ−ＤＣコンバータ
の電圧安定化回路図、第２図は従来のＤＣ−ＤＣコンバ
ータの電圧安定化回路図、第３図は第２図の回路の各部
動作波形図、第４図は第１図及び第２図の回路の負荷特
性を示す図である。 ■・・・直流電源、２・・・スイッチング素子、３・・
・トランス、４・・・始動回路、１４・・・誤差増幅器
、１５・・・制御回路、２０・・・バッファ回路。 特許出願人　沖電気工業株式会社 代　理　人　　弁理士　清　　水　　　守ト、− さ−へ ５　　　　・−〜 ζ　　　　　　　　　　　〜

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電源と、少なくとも３個の巻線を有するトラ
   ンスと、直流電源電圧を前記トランスの第１の巻線に断
   続して供給するスイッチング素子と、トランスの第２の
   巻線に接続した前記スイッチング素子がオフの時導通す
   る第１のダイオードと第１のコンデンサの直列回路と、
   第１のコンデンサに並列接続した負荷と、前記トランス
   の第３の巻線に接続した前記スイッチング素子がオフの
   時導通する第２のダイオードと第２のコンデンサの直列
   回路と、該第２のコンデンサの電圧を作動電源となし前
   記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、前記
   第２のコンデンサの電圧を分圧抵抗で分圧して得た電圧
   と基準電圧とを比較して制御回路を駆動する誤差増幅器
   とを具備してなるＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 （ａ）前記スイッチング素子がオフの時トランス巻線に
   発生する電圧を積分する積分回路と、 （ｂ）該積分回路の出力電圧を電流に変換して前記分圧
   抵抗に供給するバッファ回路を具備したことを特徴とす
   るＤＣ−ＤＣコンバータの電圧安定化回路。
2. （２）前記トランス巻線はトランスの第３の巻線である
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの電圧安定化回路。
3. （３）前記トランス巻線はトランスの第４の巻線である
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のＤＣ−Ｄ
   Ｃコンバータの電圧安定化回路。
4. （４）前記分圧抵抗の少なくとも一部分は可変抵抗から
   なることを特徴とする特許請求の範囲第１項、第２項又
   は第３項記載のＤＣ−ＤＣコンバータの電圧安定化回路
   。