JPS622830Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は、受信機アンテナ入力回路装置、特に
バー・アンテナに巻かれた同調コイルと同調コン
デンサとの共振回路に比較的低入力抵抗をもつベ
ース接地形トランジスタのRF増幅器を負荷とし
て接続し、上記共振回路による低域周波数共振時
と高域周波数共振時とのバンド幅の変化を減少せ
しめるようにした受信機アンテナ入力回路装置に
関するものである。

従来のアンテナ入力回路では第１図図示の如
く、高透磁性体からなる棒状のフエライト・コア
に巻かれた同調コイル２とバリコン４とで共振回
路を形成させ、当該同調コイル２の近傍に巻かれ
た２次側コイル３にはRF増幅用のエミツタ接地
形トランジスタ７がその負荷として接続されてい
る。エミツタ接地形トランジスタ７の入力インピ
ーダンスは周知の如く比較的高く数ＫΩに達し、
上記同調コイル２の直流抵抗分に比べ可成り大き
い値を有する。そして当該同調コイル２と上記２
次側コイル３との結合度が大きいため、２次側コ
イル３の負荷であるエミツタ接地形トランジスタ
７は等価的に上記同調コイル２と並列に接続され
ている形と考えられる。

なお、符号５はトリマ・コンデンサ、６は結合
コンデンサ、８はコレクタ負荷抵抗を表わしてい
る。

ところで共振回路において周波数を変えた場
合、流れる電流に関して次の式が成立する。

Ｑ＝ｑｒ／△ ……(1) ただし ｑ＝√（_{0 1}）²−１ ｒは共振周波数 通常ｑ＝１となるようにI₀／I₁＝√２（3dB） と選ぶから、式(1)は Ｑ＝ｒ／△ ……(2) 従がつて共振回路における3dB帯域幅（バンド
幅）△は一般的に共振周波数ｒが同じ場合Ｑ
の値に逆比例し、Ｑの値が一定の場合共振周波数
ｒに比例する。即ち △＝ｒ／Ｑ ……(3) またバー・アンテナのＱ突について、従来バ
ー・アンテナの負荷が小さく負荷が接続されてい
ない状態とみることができ、無負荷時のＱは一般
的に共振周波数ｒに逆比例するから、その比例
定数をｋとおくと Ｑ＝ｋ／ｒ ……(4) 従がつて式(3)，(4)から となり、3dB帯域幅△は概略共振周波数ｒの
２乗に比例することが理解される。それ故例えば
中波放送周波数530〜1600KHzにおける共振周波
数₅₃₀＝530KHzの3dB帯域幅と₁₆₀₀＝1600KHz
の3db帯域幅との比を理論上から計算してみる
と、上記の中波放送周波数の間で共振周波数が16
００／５３０＝3.018倍変化するのに対し、 3dB帯域幅Δの変化比 ＝Δ_１６００／Δ_５３０＝（１６００／５３０）
^２＝（3.018）²＝9.11（倍） となり、約９倍程度変化する。

また、当該3db帯域幅を実測した第５図図示の
符号Ａの結果からも、共振周波数530KHzのとき
3dB帯域幅Δ₅₃₀＝4.7（ＫHz）、共振周波数
1600KHzのとき3dB帯域幅Δ₁₆₀₀＝37（ＫHz）よ
り、 3dB帯域幅Δの変化比 ＝Δ_１６００／Δ_５３０＝３７／４．７＝7.87（
倍） となることが実証される。

これら理論上からも、また実測上からも判る如
く、中波放送の電波受信において共振周波数が
530KHzから1600KHzの約３倍の変化に対し、3dB
帯域幅Δの変化比は約７〜９倍程度となり、非
常に大きな値となつている。

共振周波数の変化に対する3dB帯域幅の変化が
上記説明の如く非常に大きいことから次のような
欠点が生じる。低い共振周波数、例えば530KHz
の場合に忠実度を確保するため3dB帯域幅を広く
とると高い共振周波数、例えば1600KHzの場合上
記説明の如く、1600KHzにおける3dB帯域幅は約
７〜９倍の帯域幅を持つことになり広くなりす
ぎ、これによりアンテナ共振回路の選択度が小さ
くなり混信に対して弱くなる。反対に共振周波数
の高い方例えば1600KHzの選択度を高くしかつ当
該3dB帯域幅を所望値に選んだとすると、共振周
波数の低い方例えば530KHzの3dB帯域幅は約1/7
〜1/9に縮少し、当該3dB帯域幅が狭くなりすぎ
るため音声周波数帯域幅が確保されなくなり、音
声の周波数特性の悪化、歪の増大、トラツキン
グ・エラーの増大等が生じやすくなる。従がつ
て、AM受信機の高忠実度化、高性能力への障害
となつている。

本考案は、上記の点を解決することを目的と
し、3dB帯域幅の変化をできる限り縮少せしめ得
るようにすることを目的としている。以下具体的
に説明する。

第２図は本考案の受信機アンテナ入力回路装置
の一実施構成例、第３図は本考案の共振回路構成
のQ′と従来の共振回路構成のＱの変化比ΔＱと
同調コイルの直流抵抗分ｒとの関係を説明するた
めの曲線図、第４図は本考案の共振回路構成と従
来の共振回路構成とにおける共振周波数530KHz
及び1600KHzの共振曲線の変化を説明する説明
図、第５図は本考案及び従来の受信機アンテナ入
力回路装置を用いてそれぞれ実験を行なつて得ら
れた実験結果に基づいて描いたAMアンテナ帯域
特性曲線、第６図は本考案の受信機アンテナ入力
回路装置と理論上等価である回路構成例をそれぞ
れ示している。

第２図において符号１，２，４ないし６，８は
第１図のものに対応し、９はベース接地形トラン
ジスタ、１０は抵抗、１１はコンデンサを表わし
ている。

同図の受信機入力アンテナ回路装置における共
振回路はバリコン４、バー・アンテナ１に巻かれ
た同調コイル２、結合コンデンサ６、ベース接地
形トランジスタ９のそれぞれの直列接続によつて
構成される。

上記ベース接地形トランジスタ９の入力インピ
ーダンスは周知の如く数10Ω程度であり、これが
上記共振回路の負荷となつている。

またLCr直列共振回路の共振周波数ｒ（この
ときの角速度ω_０とする）での直列インピーダン
スＺは Ｚ＝ｒ＋ｊω₀L＋１／ｊω_０Ｃ＝ｒ （〓ｊω₀L＋１／ｊωＣ＝０） の直流抵抗分ｒで表わされる。そしてＱの一般的
な定義によれば Ｑ＝ω_０Ｌ／ｒ＝２πｒＬ／ｒ ……(6) ∴ｒ＝２πＬｒ／Ｑ ……(7) 従がつて上記直列インピーダンスＺ＝ｒは共振
周波数ｒに比例し、Ｑに逆比例する。

ところでバー・アンテナ１の同調コイル２の無
負荷のＱは一般に式(4)で表わすことができるた
め、式(7)に式(4)を代入して次の式を得る。

上式よりバー・アンテナ１の直列インピーダン
スは概略共振周波数の２乗に比例する。これを実
証付ける如くバー・アンテナ１の直列インピーダ
ンスの実測を行なつてみたところ、共振周波数が
530KHz、1600KHzのときそれぞれの直列インピ
ーダンスはZ₅₃₀＝３〜６Ω、Z₁₆₀₀＝15〜40Ωが得
られ、式(8)の成立することが確認された。

そこでバー・アンテナ１の同調コイル２を含む
LCr直列共振回路に対してRF増幅用の増幅回路
を構成するベース接地形トランジスタ９を負荷と
して接続した場合、上記共振回路のQ′の値はベ
ース接地形トランジスタ９の入力インピーダンス
Ｒが上記同調コイル２の直流抵抗分ｒに加わるた
め Q′＝２πｒＬ／ｒ＋Ｒ ……(9) となり、第１図における共振回路のＱと第２図に
おける共振回路のQ′と比ΔＱは式(6)，(9)から を得る。

第３図は式(10)を表わした曲線図で、同図から同
調コイル２の直列抵抗分ｒの増加につれてΔＱは
増大することが判る。横軸を表わす同調コイル２
の直流抵抗分ｒは式(8)から共振周波数ｒにの２
乗に比例するから、共振周波数ｒが低いときΔ
Ｑは小さく、共振周波数ｒが高くなるとΔＱは
大きくなる。

そして中波放送周波数の低い共振周波数530K
Hz、高い共振周波数1600Hzにおける上記変化比Δ
Q₅₃₀，ΔQ₁₆₀₀を例えばベース接地形トランジス
タ９の入力インピーダンスＲを36Ω、共振周波数
530KHz、1600KHzにおける同調コイル２の直流
抵抗分ｒを４Ω、36Ωにとつて式(10)を用いて計算
すると次の様になる。

ΔQ₅₃₀＝Ｑ′_５３０／Ｑ_５３０＝４／４＋３６＝１／
１０ ΔQ₁₆₀₀＝Ｑ′_１６００／Ｑ_１６００＝３６／３６＋
３６＝１／２ これに基づき共振周波数530KHz，1600KHzに
おける共振曲線を第１図図示の場合と第２図図示
の場合とを対比して描くと第４図が得られる。同
図から明らかな如く、共振周波数ｒの変化に伴
なう第２図における共振回路の3dB帯域幅Δ′
の変化分Δ′₁₆₀₀−Δ′₅₃₀は第１図における共
振回路の3dB帯域幅Δの変化分Δ₁₆₀₀−Δ
₅₃₀に較べ、小さくなつていることを了解され得
る。これを数式的に表現すると第２図の共振回路
における高い共振周波数及び低い共振周波数での
夫々の3dB帯域幅Δ′_H，Δ′_Lは(3)，(9)から次
の様に表わすことができる。

AM受信機アンテナ入力回路装置のバー・アン
テナ１に巻かれた同調コイル２に対し直列共振回
路を形成する同調回路の負荷としてRF増幅用の
ベース接地形トランジスタ９を直列に接続した回
路構成とすることにより、式(11)で示される如く、
上記同調コイル２の直流抵抗分ｒに依存すること
なく3dB帯域幅Δが定まり、特に低い共振周波
数のそれはベース接地形トランジスタ９の入力イ
ンピーダンスＲで決定される。

従がつて3dB帯域幅の周波数による変化は従来
の約２乗で変化したものに較べ本考案に係る受信
機アンテナ入力回路装置のバー・アンテナ１のＱ
の変化は極めて小さくなる。第５図に本考案に係
る受信機アンテナ入力回路装置を用いて実験を行
なつたAMアンテナ帯域特性の実験結果が破線Ｂ
で示されている。なお実線Ａのものは従来のAM
アンテナ帯域特性の実験結果を示している。

同図から判る如く、本考案に係る共振周波数
530KHzから1600KHzの3dB帯域幅Δの変化比は
19.8/8.3＝2.4倍となり、従来のものの37/4.8＝
7.9倍に較べ実験結果においても減少しているこ
とを示している。

第６図は本考案に係るアンテナ入力回路装置と
等価な回路構成を示す１例を示している。

同図において符号１ないし８は第１図のものに
対応し、１２は抵抗を表わしている。抵抗１２は
第２図におけるベース接地形トランジスタ９の入
力インピーダンスＲと等しい程度の抵抗であつて
バー・アンテナ１の同調コイル２に直列に接続さ
れる。当該抵抗１２を挿入することにより理論的
には第２図の本考案に係る受信機アンテナ入力回
路装置と等価に解される。。しかし、当該抵抗１
２がバー・アンテナ１の１次側に挿入されている
ため当該抵抗１２から発生する熱雑音がエミツタ
接地形トランジスタ７によつて同調信号と同様一
率に増幅される。そのためＳ／Ｎの面で必らずし
も好ましくない。これに対して本考案の場合には
エミツタ接地形トランジスタ７の入力抵抗が利用
されており、仮に熱雑音が生じたとしても当該ト
ランジスタ７によつて増幅されるものは上記同調
信号のみであり、Ｓ／Ｎ比の向上を期待すること
ができる。

以上説明した如く、本考案によれば、例えば中
波放送電波の低域と高域とでの3dB帯域幅の比を
従来のものに較べ大幅に小さくすることが可能と
なり、そのため全帯域で高忠実度受信が可能な帯
域幅を確保しながら共振周波数が高い場合のアン
テナ入力回路の選択度の劣化を小さくすることが
できるようになる。そしてバー・アンテナの２次
側にコイルを必要としないため構成が簡単にな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の受信機のアンテナ入力回路装置
の回路構成例、第２図は本考案の受信機アンテナ
入力回路装置の一実施構成例、第３図は本考案の
共振回路構成Q′と従来の共振回路構成のＱの変
化比ΔＱと同調コイルの直流抵抗分ｒとの関係を
説明するための曲線図、第４図は本考案の共振回
路構成と従来の共振回路構成における共振周波数
530KHz及び1600KHzの共振曲線の変化を説明す
る説明図、第５図は本考案及び従来の受信機アン
テナ入力回路装置を用いてそれぞれ実験を行なつ
て得られた実験結果に基づいて描いたAMアンテ
ナ帯域特性曲線、第６図は本考案の受信機アンテ
ナ入力回路装置と実質上等価と考えられる回路構
成例をそれぞれ示している。 図中、１はバー・アンテナ、２は同調コイル、
３は２次側コイル、４はバリコン、５はトリマ・
コンデンサ、６は結合コンデンサ、７はエミツタ
接地形トランジスタ、８はコレクタ負荷抵抗、９
はベース接地形トランジスタ、１０，１２は抵
抗、１１はコンデンサを表わしている。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. バー・アンテナと当該受信電波の中から同調回
   路で共振させ得られた所望周波数の電波を増幅す
   るRF増幅回路をそなえた受信機アンテナ入力回
   路装置において、上記バー・アンテナに巻かれた
   同調コイルに直列に同調コンデンサを設けて共振
   回路を構成すると共に、上記バー・アンテナに巻
   かれた同調コイルに対し直列に接続されたベース
   接地形RF増幅用トランジスタを上記共振回路の
   負荷として接続することにより、上記共振回路に
   よる低域周波数共振時と高域周波数共振時とのバ
   ンド幅の変化を減少せしめるようにしたことを特
   徴とする受信機アンテナ入力回路装置。