JPS62253233A - 相関器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、スペクトラム拡散通信において、受信変調信
号と受信機内において発生したＭ系列符号との相関を求
めることにより、受信データの復調あるいはＭ系列符号
を受信変調信号に同期させる制御信号を得るための相関
器に関し、特に長い符号長を有するＭ系列符号を使用す
る場合および回路の集積化に適した相関器に関するもの
である。

〔従来技術〕

従来、電力線を利用して各種情報信号の伝送を行なう場
合には、伝送路の種類に応じて種々の変調方式が用いら
れている。例えば送電線伝送路の場合には単側波帯変調
方式が用いられており、また配電線伝送路の場合には周
波数変調方式あるいは位相変調方式が用いられている。

ここで、電力線は信号伝送を考慮して布設されているも
のではないことから、各種情報信号の伝送を行なおうと
すると種々の雑音が入ってきたり、あるいはこの電力線
に接続されている負荷の状況によって伝送特性が大幅に
変動する問題を有している。つまり、電力線の高周波特
性は、送電線あるいは配電線を問わずにコロナ雑音およ
び負荷雑音が大きく、かつ電力線の負荷状態に応じて大
きく変動する。

従って、信頼性の高い信号伝送を行なうことば困難であ
り、特に高速データの伝送は不可能であった。

ところで、最近スペクトラム拡散通信方式を各分野にお
いて積極的に活用しようとする研究が進められており、
その原理および適用分野の解説が電子通信学会誌の昭和
５７年９月号９６５頁および１０月号の１０５３頁に開
示されている。このスペクトラム拡散通信方式は、スペ
クトラムの広帯域化、特殊符号の使用および相関信号を
特徴とするものであって、電力線を利用した情報信号の
伝送に用いると、雑音および伝送特性の影響が受けにく
くなることから、高速データの伝送を高信頼に行なうこ
とが可能になる。つまり、このスペクトラム拡散通信方
式は、狭帯域の情報信号を広帯域にわたって均等にその
スペクトラムを拡散させて伝送するものであることから
、電力線の負荷状態によって伝送特性の一部に零点が生
ずる状態となってもほとんど影響を受けることが無くな
り、また狭帯域雑音信号が混入しても受信側において相
関を求めることから、Ｓ／Ｎが大きくなるものである。

ごこて、受信側においては、受信変調信号とその変調時
に使用したＭ系列符号と同一の符号パターンを有するＭ
系列符号との相関を求め、この相関出力信号を受信変調
信号に含まれるＭ系列符号に発生Ｍ系列符号の位相を合
せるための位相制御信号として利用したり、あるいはア
ナログ信号の伝送時における復調出力として用いている
。また、ディジタルデータの伝送時においては、上記相
関出力信号をコンパレータに供給して、“Ｌ”および“
Ｈ”の２値に区分することによって、ディジタル信号の
復調データとしている。そして、このように、Ｍ系列符
号によってスペクトラム拡散変調されて送られて来る受
信変調信号と自局内で発生されるＭ系列符号との相関を
求める相関器としては、例えば第３図に示すアナログ構
成によるものが用いられている。同図において、■は電
力線インターフェースとしての結合器であって、トラン
ス２とコンデンサ３ａ、３ｂとによって構成されて、電
力線４を介して送られて来るスペクトラム拡散変調され
た変調信号を取り出す。５は結合器１から出力される受
信変調信号のレベルを一定化するために用いられる自動
利得制御回路、６は水晶振動子によって定められる一定
周期のクロックパルスを出力するクロックパルス発振回
路、７は位相制御回路であって、後述する位相制御信号
に応じて、クロックパルス発振回路６から供給されるク
ロックパルスの位相を制御して出力する。

８はＭ系列符号発生回路であって、位相制御回路７から
供給されるクロックパルスに応じて予め定められた、つ
まり送信側において送信データの変調に使用しているＭ
系列符号と同一の符号長および符号パターンを存するＭ
系列符号を発生する。

９は自動利得制御回路５によって一部レベルに制御され
た受信変調信号とＭ系列発生回路８から出力されるＭ系
列符号との相関を求める相関器である。そして、この相
関器９は受信変調信号とＭ系列符号とを集積する乗算器
１０と、この乗算器１０の出力に含まれる高域成分を除
去するアナログ構成によるローパスフィルタ１１とによ
って構成され、その相関出力の一部は同期制御信号とし
て位相制御回路７に供給されている。

このように構成された回路において、図示しない送信側
から電力綿４を介してスペクトラム拡散された変調信号
が送られて来ると、結合器１はこの変調信号のみを受信
変調信号として取り出して出力する。そして、この受信
変調信号は、電力線４の特性変化を受けてそのレベルが
大きく変動することから、自動利得制御回路５が受信変
調信号のレベルを一定化して相関器９に供給する。

一方、クロックパルス発振回路６は、予め定められた周
期の安定したクロックパルスを発生し、このクロックパ
ルスを位相制御回路７を介してＭ系列符号発生回路８に
供給する。Ｍ系列符号発生回路８は、クロックパルスの
供給を受けると、予め定められた符号長および符号パタ
ーンを有するＭ系列符号を発生して相関器９に供給する
。相関器９においては、乗算器１０が自動利得制御回路
５から供給される一部しヘルに安定化された受信変調信
号とＭ系列符号発生回路８から供給されるＭ系列符号を
集積することにより、両信号に対する相関信号が取り出
される。そして、この乗算器１０から出力される相関信
号には、高域の雑音信号が多少含まれているために、ロ
ーパスフィルタ１１によってこの雑音信号が除去されて
相関信号のみが出力されることになり、この相関信号は
アナログ信号の伝送の場合にはそのまま、またディジタ
ル信号の伝送の場合には図示しないコンパレータによっ
てＨ”、“Ｌ″の２値に分離されることによってディジ
タル値の受信データにそれぞれ復調される。

一方、ローパスフィルタ１１から出力される相関信号は
、相関状態に応じてそのレベルが変化することから、こ
の相関信号の一部を位相制御信号として位相制御回路７
に供給すると、Ｍ系列符号発生回路８に供給されるクロ
ックパルスの位相が相関信号のレベルに応じて変化され
ることになる。

この結果、相関信号により自局内において発生されるＭ
系列符号の発生位相がフィードバック制御されることか
ら、この自局的発生によるＭ系列符号と受信変調信号に
含まれるＭ系列符号の位相が一敗されて、受信変調信号
の復調が確実に行われることになる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ごこて、上記構成による相関器においては、相関器の人
カレヘルを一定化させないと確実な動作が得られないこ
とから、相関器の入力端に自動利得制御回路が必要にな
る。しかしながら、自動利得制御回路は出力が安定する
までに長時間を要することから、同期制御系に利用する
と、同期が確立するまでに長時間が必要となって迅速な
制御が行なえなくなる。また、アナログ構成によるロー
パスフィルタが必要であることから、このローパスフィ
ルタの有する大きな時定数によって、伝送することがで
きるデータ伝送速度が確立されてしまうことから、スペ
クトラム拡散変調に使用するＭ系列符号の符号長が長（
なると、その製作が困難であるとともに、４Ｊ積化の上
でも大きな問題となる。

〔問題点を解決するための手段〕

このような問題を解決するために本発明による相関器は
、２値によって表わされる受信変調信号とこの受信変調
信号に含まれているＭ系列符号と同一の符号長および符
号パターンを有するＭ系列符号とを入力とする排他的論
理和ゲートと、この排他的論理和ゲートから出力される
信号の前記受信変調信号と前記Ｍ系列符号との一致期間
を示す期間においてのみクロックパルスを計数するとと
もに、前記Ｍ系列符号の発生周期毎にリセットされるカ
ウンタと、前記カウンタのリセット直前における計数値
を保持するラッチ回路とによって構成するものである。

〔作　用〕

このように構成された相関器においては、カウンタとラ
ッチ回路によるディジタル回路によってローパスフィル
タを構成していることから、使用するＭ系列符号の符号
長が長くなっても、カウンタとラッチ回路の段数を増加
するのみで容易に対処することが出来るとともに、集積
回路化にも適したものとなる。

〔実施例〕

第１図は本発明による相関器の一実施例を示す回路図で
あって、特にスペクトラム拡散通信による受信機部分に
適用した場合を示し、第３図と同一部分は同一記号を用
いて示しである。同図において、１２は結合器ｌから出
力される受信変調信号へを増幅する固定ゲインのアンプ
であって、“■（″信号の入力時に出力がクリップする
ように条件を設定することによって、電力′！ｆＡ４の
特性によってなまっている波形をディジタル波形に近ず
ける。１３はアンプ１２から出力される受信変調信号Ｂ
を）ｉ、準値と比較することにより、完全なディジタル
波形に修正するコンパレータ、１４はクロック発振回路
６から出力されるクロックパルスを後述する位相制御信
号に応じて位相制御したクロックパルスＤを出力する位
相制御回路、１５はクロックパルスＤの供給に応じてＭ
系列符号ＥとこのＭ系列符号の周期を示すＭ系列符号周
期信号Ｆを発生するＭ系列符号発生回路である。そして
、このＭ系列符号発生回路Ｉ５は、クロソクパルスＤを
Ｍ分周（この場合はＭ＝２とする。）する分周器Ｉ６と
、３個の７９７１７１７７１回路ＦＦ、〜ＦＦ、が直列
に接続されることにより構成されて、分周器１６の出力
信号をクロック入力とするシフトレジスタ１７と、フリ
ップフロップ回路ＦＦ、−ＦＦ３の出力を入力として排
他的論理和を求めることにより、その出力信号をシフト
レジスタ１７の入力端に供給する排・他的論理和ゲート
１８と、シフトレジスタ１７の全段出力がオール“１”
となる条件を検出するアンドゲート１９とによって構成
されている。２０はＭ系列符号発生回路１５から出力さ
れるＭ系列符号周期信号Ｆを微分することにより、負極
性のリセット信号Ｇを発生する微分回路である。２１は
コンパレータ１３から供給される受信変調信号ＣとＭ系
列符号Ｅとの相関を求める相関器であって、両信号を入
力とする排他的論理和ゲート２２と、この排他的論理和
ゲート２２の出力信号ＨとクロックパルスＤを入力とす
るアンドゲート２３と、このアンドゲート２３の出力信
号Ｉを計数するとともに、微分回路２０から出力される
リセット信号Ｇによって３１数値をリセットするカウン
タと、このカウンタの計数値Ｊをそのリセット直前にお
いてラッチするラッチ回路２５とによって構成されてい
る。２６は相関器２１から出力される相関信号Ｋを基（
１艦値りとを比較することにより、“Ｈ”。

“Ｌ”の２値に区分した受信データを出力するコンパレ
ータである。なお、相関器２５から出力される相関信号
にの一部が位相制御信号として位相制御回路１４に供給
されるようになっている。

この様に構成された回路において、図示しない送信側か
ら、電力線４を介してスペクトラム拡散変調された変調
信号が送られて来ると、結合器１はこの変調信号を第２
図（八）に示す受信変調信号Ａとして取り出してアンプ
１２に供給する。この場合、受信変調信号Ａは電力線４
の特性によってその波形がなまった状態となっている。

従って、この受信変調信号Ａは、アンプ１２において増
幅されることにより“Ｈ“レベルの入力信号に対応する
出力部分が第２図（Ｂ）に示すようにクリップされた波
形となって、波形修正が行なわれる。このようにして得
られた受信変調信号Ｂは、次にコンパレータ１３におい
て基準値と比較されることにより、“Ｈ”、“Ｌ”の２
値に完全区分されて、第２図（Ｃ）に示す矩形波に修正
される。

一方、クロック発振回路６から出力されるクロックパル
スは、位相制御回路１４を介して第２図（Ｆ）に示すク
ロックパルスＤとしてＭ系列符号発生回路１５に供給さ
れる。

Ｍ系列符号発生回路１５においては、分周器１６がクロ
ックパルスＤをＭ分周（この場合は２分周）した後にシ
フトレジスタ１７のクロック入力端子ＣＫに供給する。

すると、シフトレジスタ１７は、クロックパルスが供給
される毎に、排他的論理和ゲート１８の出力信号を順次
取り込んでシフトすることになる。そして、排他的論理
和ゲート１８は、シフトレジスタ１７を構成するフリッ
プフロップＦＦ、〜ＦＦ、の出力信号が取り込まれて、
その出力が入力側にフィードハックされているものであ
ることから、シフトレジスタ１７の段数をｎとした時、
最大符号長が２″−１で、かつ排他的論理和ゲート１８
のシフトレジスタ１７に対する信号に取り込み位置によ
って定まる符号パターンを有するＭ系列符号Ｅがシフト
レジスタ１７の最終段から第２図（Ｄ）に示すように出
力される。ここで、Ｍ系列符号発生回路１５からは発生
されるＭ系列符号Ｅは、送信側において送信データのス
ペクトラム拡散変調に使用されているＭ系列符号と同一
の最大符号長および符号パターンを有するように予め設
定されている。また、Ｍ系列符号発生回路１５において
は、シフトレジスタ１７の全段出力に対する一致を求め
るアンドゲート１９が設けられていることから、シフト
レジスタ１７がオール“１”となる毎にＭ系列符号周期
信号Ｆが出力される。そして、このＭ系列符号周期信号
Ｆは、微分回路２０において微分されることにより、第
２図（Ｊ）に示す幅の狭いリセットパルスＧが発生され
て相関器２１に供給される。

一方、相関器２１においては、排他的論理和ゲート２２
がコンパレータ１３から構成される装置矩形波の受信変
調信号ＣとＭ系列符号Ｅとの排他的論理和を求めること
により、第２図（Ｅ）に示すように両信号の不一致部分
を“Ｈ”レベルで示す相関信号Ｈが発生されてアンドゲ
ート２３に供給される。アンドゲート２３は、クロック
パルスＤを他方の入力としていることから、その出力信
号Ｉは第２図（Ｇ）に示すように、両信号が“し”レベ
ルとして一致する部分が“Ｈ”となるクロックパルスＤ
の周期に一致するパルス信号となる。つまり、アンドゲ
ート２３は、排他的論理和ゲート２２の出力信号Ｈが示
す同期のずれ量をクロックパルスＤの数として表わす出
力信号■を発生していることになり、完全同期状態にお
いては排他的論理和ゲート２２から出力される相関信号
Ｈが常時“Ｌ″となることから、出力信号Ｉは常時クロ
ックパルスＤと同期するパルス信号となって発生し続け
られることになる。

次にカウンタ２４はアンドゲート２３から供給されるパ
ルス状の出力信号■を順次計数することにより、その計
数値Ｊを第２図（Ｈ）に示すパラレルデータとしてラッ
チ回路２５に供給する。ここで、カウンタ２４は微分回
路２０からＭ系列符号Ｅの１周期毎に供給されるリセッ
ト信号Ｇ（第２図（Ｊ））によってリセットされること
から、このリセット直前における計数値Ｊは各Ｍ系列符
号の周期間における位相のずれ計を数値として表わして
いることになる。そして、このカウンタ２４の計数値ｊ
は、リセットされる直前にラッチ回路２５にラッチされ
て、第２図■に示すように次のＭ系列符号発生周期間に
おいて相関値にとして出力し続けられる。この結果、相
関値には受信変調信号Ｃに含まれるＭ系列符号と受信側
において発生されたＭ系列符号Ｅとが完全同期している
場合には、排他的論理和ゲート２２の出力信号が“Ｌ”
状態を続けることから、Ｍ系列符号Ｅの符号長をＭ倍（
Ｍは分周器１６の分周値であって、この場合はＭ＝２）
した値である７Ｘ２＝１４を常時示すことになる。また
、両信号の位相が完全に反転している場合には、排他的
論理和ゲート２２の出力信号Ｉは常時“Ｈ″となること
から、アンドゲート２３の出力信号■が“Ｌ”状態を続
けてカウンタ２４は計数動作を行なわな（なる。

従って、この場合における相関値には零となる。

このように、相関器２１から出力される相関値には、受
信変調信号に含まれるＭ系列符号と自局内で発生される
Ｍ系列符号Ｅとの同期状態を示していることから、この
相関値Ｋを位相制御信号として位相制御回路１４に供給
して、Ｍ系列符号Ｅを発生するための元となっているク
ロックパルスＤの位相をフィードハックすることにより
同期状態を確保する。そして、この場合における同期制
御系には、遅延部分を有していないことから、同期制御
が迅速に行なわれることになる。

次に、コンパレータ２６はカウンタ２４の最大計数値（
Ｍ系列符号の最大符号長に対するＭ倍の値）に対する１
／２の値である「７」を基準値りとして相関値Ｋを比較
することにより、“Ｈ”　。

“Ｌ”の２値に区分してその結果を受信データとして出
力する。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明による相関器は、排他的論理
和ゲート、カウンタおよびラッチ回路の！ＩＪ１み合せ
によるディジタル回路によって構成されることから、従
来のように相関器の入力側に信号レベルを一定化するた
めの自動利得制御回路を設けることが不要になる。この
結果、自動利得制御回路の出力が安定するまでの時間遅
れが問題とならなくなって、同期制御系に利用した場合
にも迅速な同期確立が得られる。また、カウンタとラッ
チ回路とによって、ディジタル構成によるローパスフィ
ルタを構成していることから、Ｍ系列符号の符号長が長
くなっても、桁数を増加するのみで容易に対処すること
が出来る。更に全体がディジタル回路によって構成され
ていることから、集積化に適したものとなる等の種々優
れた効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１Ｍは本発明による相関器の一実施例を示す回路図、
第２図（八）〜（Ｊ）は第１図に示す回路の各部動作波
形図、第３図は従来の相関器を示す回路間である。 １・・・結合器、６・・・クロック発振回路、６・・・
位相制御回路、１５・・・Ｍ系列符号発生回路、２０・
・・微分回路、２Ｉ・・・相関器、２２・・・排他的論
理和ゲート、２３・・・アンドゲート、２４・・・カウ
ンタ、２５・・・ラッチ回路、２６・・・コンパレータ
。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）２値によって表わされる受信変調信号とこの受信
   変調信号に含まれるＭ系列符号と同一の符号長および符
   号パターンを有するＭ系列符号とを入力とする排他的論
   理和ゲートと、この排他的論理和ゲートから出力される
   信号の前記受信変調信号と前記Ｍ系列符号との一致期間
   においてのみクロックパルスを計数するとともに、前記
   Ｍ系列符号の発生周期毎にリセットされるカウンタと、
   前記カウンタのリセット直前における計数値を保持する
   ラッチ回路とによって構成することを特徴とする相関器
   。