JPS62245980A - デイジタルチヤ−プ信号発生回路 - Google Patents
デイジタルチヤ−プ信号発生回路Info
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- JPS62245980A JPS62245980A JP61088297A JP8829786A JPS62245980A JP S62245980 A JPS62245980 A JP S62245980A JP 61088297 A JP61088297 A JP 61088297A JP 8829786 A JP8829786 A JP 8829786A JP S62245980 A JPS62245980 A JP S62245980A
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 2
- 238000010408 sweeping Methods 0.000 claims description 2
- DTSCLFDGIVWOGR-UHFFFAOYSA-N 1,3-dimethyl-5h-pyrido[2,3]pyrrolo[2,4-b]pyrimidine-2,4-dione Chemical compound C12=NC=CC=C2NC2=C1N(C)C(=O)N(C)C2=O DTSCLFDGIVWOGR-UHFFFAOYSA-N 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
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- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、チャープレーダや開口合成アンテナのチャー
プ２変換を応用した周波数分析器、同調周波数可変なフ
ィルタ等に広汎に用いられるディジタルチャープ信号発
生回路に関する。
プ２変換を応用した周波数分析器、同調周波数可変なフ
ィルタ等に広汎に用いられるディジタルチャープ信号発
生回路に関する。
従来、この種のチャープ信■周波数掃引信号）発生回路
は第２図に見られるように１発振器１４゜パルス発生回
路１５．ミキサ１６および５ＡＷ（弾性表面波）素子を
用いたチャープフィルタ１７により構成されている。そ
して、このチャーゾフイルタ１７の出力からインｌ？ル
ス応答としてチャニブ信号を発生させていた。
は第２図に見られるように１発振器１４゜パルス発生回
路１５．ミキサ１６および５ＡＷ（弾性表面波）素子を
用いたチャープフィルタ１７により構成されている。そ
して、このチャーゾフイルタ１７の出力からインｌ？ル
ス応答としてチャニブ信号を発生させていた。
しかし乍ら、上述のとときＳＡＷ素子を用いる方法では
、下記のような問題点があった。
、下記のような問題点があった。
（１） チャープ信号を発生するのに短かい幅のパル
スが用いられるため、 ＳＡＷ素子で生ずる損失と合わ
せると２通常約８０ ｄＢの挿入損となる。したがって
、入力側に高出力、高帯域の増幅器、出力側には低雑音
広帯域の増幅器が必要となり、また干渉を防ぐだめの重
シールドが必要となるなど。
スが用いられるため、 ＳＡＷ素子で生ずる損失と合わ
せると２通常約８０ ｄＢの挿入損となる。したがって
、入力側に高出力、高帯域の増幅器、出力側には低雑音
広帯域の増幅器が必要となり、また干渉を防ぐだめの重
シールドが必要となるなど。
回路規模が大きくなる。
（２） ＳＡＷ素子の周波数帯域が限られているため
に、急峻なカットオフが不可能である〇（３） チャ
ープ率、すなわち周波数変化速度がＳＡＷ素子で決るか
ら、・ソルス圧縮レーダ等に用いられる送信用、受信用
の繋合フィルタの間のチャープ率不整合の補正が櫃めて
困難である。
に、急峻なカットオフが不可能である〇（３） チャ
ープ率、すなわち周波数変化速度がＳＡＷ素子で決るか
ら、・ソルス圧縮レーダ等に用いられる送信用、受信用
の繋合フィルタの間のチャープ率不整合の補正が櫃めて
困難である。
（４）一般にＳＡＷ素子は温度変動が大きく、温度によ
る同調周波数やチャープ率の変動が避けられない。
る同調周波数やチャープ率の変動が避けられない。
（５） ＳＡＷ素子の物理的な特性から実現可能な応
答時間の長さ、帯域幅等が大きく制約をうける。
答時間の長さ、帯域幅等が大きく制約をうける。
そこで２本発明の目的は、上記従来の欠点を除去するた
めに１回路をディジタル化することにより、小型、かつ
消費電力を低減するとともに、特性の安定性を大きく向
上することのできるディジタルチャープ信号発生回路を
提供することにある。
めに１回路をディジタル化することにより、小型、かつ
消費電力を低減するとともに、特性の安定性を大きく向
上することのできるディジタルチャープ信号発生回路を
提供することにある。
本発明によるディジタルチャープ信号発生回路は、中間
周波帯の搬送周波数を一定の変化率（チャープ率）で掃
引するためのクロック信号を発生する第１の発振器と、
該第１の発振器から得られるクロック信号を計数するア
ドレスカウンタと。
周波帯の搬送周波数を一定の変化率（チャープ率）で掃
引するためのクロック信号を発生する第１の発振器と、
該第１の発振器から得られるクロック信号を計数するア
ドレスカウンタと。
該アドレスカウンタの出力でアクセスされる。予めｃｏ
ｓｉｎｅおよび５ｉｎｅの掃引信号波形のデータがディ
ジタル形式でそれぞれ書き込まれている第１および第２
のＲＯＭと、これ等第１および第２のＲＯＭの出力ディ
ジタル信号をそれぞれアナログ信号に変換する第１およ
び第２のＤ／Ａコンバータと。
ｓｉｎｅおよび５ｉｎｅの掃引信号波形のデータがディ
ジタル形式でそれぞれ書き込まれている第１および第２
のＲＯＭと、これ等第１および第２のＲＯＭの出力ディ
ジタル信号をそれぞれアナログ信号に変換する第１およ
び第２のＤ／Ａコンバータと。
前記中間周波帯の搬送波を発生する搬送波発振器と、該
搬送波発振器の出力をうけて、その位相をπ／２シフト
させるπ／２移相器と、前記第１のＤ／Ａコンバータの
出力信号により前記搬送波発振器の出力を変調する第１
のミキサと、前記第２のＤ／Ａコンバータの出力信号に
より前記π／２移相器の出力を変調する第２のミキサと
、これ等第１および第２のミキサの出力を相加する中間
周波合成器とを有し、該中間周波合成器の出力から中間
周波帯におけるチャープ信号を得ることを特徴とする。
搬送波発振器の出力をうけて、その位相をπ／２シフト
させるπ／２移相器と、前記第１のＤ／Ａコンバータの
出力信号により前記搬送波発振器の出力を変調する第１
のミキサと、前記第２のＤ／Ａコンバータの出力信号に
より前記π／２移相器の出力を変調する第２のミキサと
、これ等第１および第２のミキサの出力を相加する中間
周波合成器とを有し、該中間周波合成器の出力から中間
周波帯におけるチャープ信号を得ることを特徴とする。
次に２本発明によるチャープ信号発生回路について実施
例を挙げ、第１図のブロック図を参照して説明する。こ
の図において、１はクロック発振器、２はアドレスカウ
ンタ、３および４は各々ｃ ｏ ｓ ｉ ｎｅおよび５
ｉｎｅの波形データが書き込まれているＲＯＭ 、 ５
．６はラッチ回路、７，８はＤ／Ａコンバータ、９はＩ
Ｆ帯の搬送波発振器、１０はπ／２移相器、１１．１２
はＳＳＢ変調用のミキサ、１３はＩＦ帯のハイブリッド
である。このように構成された回路によれば、アドレス
カウンタ２はクロック発振器１から得られるクロックツ
ぐルスによりＲＯＭ ３および４のアドレスをアクセス
する。ＲＯＭ３．４から読出された並列ビットデータは
それぞれラッチ回路５および６でラッチした後、 Ｄ／
Ａコンバータ７および８でそれぞれｃｏｓｉｎｅおよび
ｓｉｎｅのデジタル信号からアナログ信号に変換される
。
例を挙げ、第１図のブロック図を参照して説明する。こ
の図において、１はクロック発振器、２はアドレスカウ
ンタ、３および４は各々ｃ ｏ ｓ ｉ ｎｅおよび５
ｉｎｅの波形データが書き込まれているＲＯＭ 、 ５
．６はラッチ回路、７，８はＤ／Ａコンバータ、９はＩ
Ｆ帯の搬送波発振器、１０はπ／２移相器、１１．１２
はＳＳＢ変調用のミキサ、１３はＩＦ帯のハイブリッド
である。このように構成された回路によれば、アドレス
カウンタ２はクロック発振器１から得られるクロックツ
ぐルスによりＲＯＭ ３および４のアドレスをアクセス
する。ＲＯＭ３．４から読出された並列ビットデータは
それぞれラッチ回路５および６でラッチした後、 Ｄ／
Ａコンバータ７および８でそれぞれｃｏｓｉｎｅおよび
ｓｉｎｅのデジタル信号からアナログ信号に変換される
。
せた信号とをそれぞれミキサ１１および１２において変
調する。変調されたこれ等の出力はハイツ上記のＳＳＢ
変調動作について説明すると、 Ｄ／Ａ変換器７メおよ
び８の出力はそれぞれ（１）および（２）式％式％ 但し実際の波形は、（１）および（２）式の出力をクロ
ック信号（発振器１により発生）でサンプルホールドし
たものとなるが、クロック周波数が十分高ければ式（１
）および（２）に近似する。μはチャープ率であり１周
波数変化率は となる。
調する。変調されたこれ等の出力はハイツ上記のＳＳＢ
変調動作について説明すると、 Ｄ／Ａ変換器７メおよ
び８の出力はそれぞれ（１）および（２）式％式％ 但し実際の波形は、（１）および（２）式の出力をクロ
ック信号（発振器１により発生）でサンプルホールドし
たものとなるが、クロック周波数が十分高ければ式（１
）および（２）に近似する。μはチャープ率であり１周
波数変化率は となる。
他方、搬送波発振器９およびπＡ移相器ＩＯの出力は、
それぞれ（４）および（５）式で表わされる。
それぞれ（４）および（５）式で表わされる。
τ。（ｔ）＝＝ｃｏｓ（ω。ｔ＋θ） ・・・（
４）υ８（ｔ）＝ ５ｉｎ（ω。ｔ＋θ） ・
−（５）但し、θは初期位相である。
４）υ８（ｔ）＝ ５ｉｎ（ω。ｔ＋θ） ・
−（５）但し、θは初期位相である。
以上により、第１図のハイブリッド１３から得られるＳ
ＳＢ変調出力は。
ＳＢ変調出力は。
υｏ（ｔ） ＝ ＶＣ（ｔ） ・ｖｃ（ｔ）＋Ｖ８（ｔ
） −ｖｓ（ｔ）＝ｃｏｉ＋（ω。ｔ−μを十〇）
・・・（６）となり、ＩＦ帯のチャープ信号となる
。
） −ｖｓ（ｔ）＝ｃｏｉ＋（ω。ｔ−μを十〇）
・・・（６）となり、ＩＦ帯のチャープ信号となる
。
以上の説明により明らかなように２本発明によれば、扱
う信号の大部分がペースパンＰ帯であり。
う信号の大部分がペースパンＰ帯であり。
従来技術におけるとときＳＡＷ素子の使用を排除し。
入出力側て増幅器を挿入したり１重シールドの必要がな
く、消費電力の低減と回路規模を小さくすることができ
る。また、 ＲＯＭやＤ／Ａコンバータの動作速度等に
関係する回路の等側帯域幅を所要帯域に比べて十分に広
くすることができ、急峻なカットオフが可能になるし、
クロック発振器のクロック周波数を制御することにより
、チャープ率の調整が容易になるなど、性能と経済性の
向上により、チャープレーグ−２開口合成アンテナ、チ
ャープ２変換を用いる周波数分析器、フィルタ等の利用
分野に広汎な応用が可能となる。
く、消費電力の低減と回路規模を小さくすることができ
る。また、 ＲＯＭやＤ／Ａコンバータの動作速度等に
関係する回路の等側帯域幅を所要帯域に比べて十分に広
くすることができ、急峻なカットオフが可能になるし、
クロック発振器のクロック周波数を制御することにより
、チャープ率の調整が容易になるなど、性能と経済性の
向上により、チャープレーグ−２開口合成アンテナ、チ
ャープ２変換を用いる周波数分析器、フィルタ等の利用
分野に広汎な応用が可能となる。
第１図は本発明による実施例の構成を示すブロック図、
第２図は従来のチャープ信号発生回路の構成例を示すブ
ロック図である。 図において、１はクロック発振器、２はアドレスカウン
タ、３，４はＲＯＭ 、 ５．６はラッチ回路。 ７．８はＤ／Ａコンバータ、９は搬送波発振器、１０は
π／２移送器、１１．１２はミキサ、１３はハイブリッ
ドである。
第２図は従来のチャープ信号発生回路の構成例を示すブ
ロック図である。 図において、１はクロック発振器、２はアドレスカウン
タ、３，４はＲＯＭ 、 ５．６はラッチ回路。 ７．８はＤ／Ａコンバータ、９は搬送波発振器、１０は
π／２移送器、１１．１２はミキサ、１３はハイブリッ
ドである。
Claims (1)
- １、中間周波帯の搬送周波数を一定の変化率（チャープ
率）で掃引するためのクロック信号を発生する第１の発
振器と、該第１の発振器から得られるクロック信号を計
数するアドレスカウンタと、該アドレスカウンタの出力
でアクセスされる、予めｃｏｓｉｎｅおよびｓｉｎｅの
掃引信号波形のデータがディジタル形式でそれぞれ書き
込まれている第１および第２のＲＯＭと、これ等第１お
よび第２のＲＯＭの出力ディジタル信号をそれぞれアナ
ログ信号に変換する第１および第２のＤ／Ａコンバータ
と、前記中間周波帯の搬送波を発生する搬送波発振器と
、該搬送波発振器の出力をうけて、その位相をπ／２シ
フトさせるπ／２移相器と、前記第１のＤ／Ａコンバー
タの出力信号により前記搬送波発振器の出力を変調する
第１のミキサと、前記第２のＤ／Ａコンバータの出力信
号により前記π／２移相器の出力を変調する第２のミキ
サと、これ等第１および第２のミキサの出力を相加する
中間周波合成器とを有し、該中間周波合成器の出力から
中間周波帯におけるチャープ信号を得ることを特徴とす
るディジタルチャープ信号発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61088297A JP2594543B2 (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | デイジタルチヤープ信号発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61088297A JP2594543B2 (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | デイジタルチヤープ信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62245980A true JPS62245980A (ja) | 1987-10-27 |
| JP2594543B2 JP2594543B2 (ja) | 1997-03-26 |
Family
ID=13938985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61088297A Expired - Fee Related JP2594543B2 (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | デイジタルチヤープ信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2594543B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5105294A (en) * | 1988-06-21 | 1992-04-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Digital communicating method and apparatus |
| US7619558B2 (en) * | 2005-05-17 | 2009-11-17 | Vega Grieshaber Kg | Clock pulse control device of a microwave pulse radar |
| JP2018119956A (ja) * | 2017-01-26 | 2018-08-02 | ミツミ電機株式会社 | レーダー送受信機 |
-
1986
- 1986-04-18 JP JP61088297A patent/JP2594543B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5105294A (en) * | 1988-06-21 | 1992-04-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Digital communicating method and apparatus |
| US7619558B2 (en) * | 2005-05-17 | 2009-11-17 | Vega Grieshaber Kg | Clock pulse control device of a microwave pulse radar |
| JP2018119956A (ja) * | 2017-01-26 | 2018-08-02 | ミツミ電機株式会社 | レーダー送受信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2594543B2 (ja) | 1997-03-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |