JP2889199B2 - ディスクリートな位相変調装置 - Google Patents
ディスクリートな位相変調装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号のディスクリ
ートな位相変調が必要とされるレーダシステム、特に非
常に正確でディスクリートな位相変調でレーダシステム
によって送信または受信される信号を変調する技術に関
する。
ートな位相変調が必要とされるレーダシステム、特に非
常に正確でディスクリートな位相変調でレーダシステム
によって送信または受信される信号を変調する技術に関
する。
【０００２】
【従来の技術】レーダシステムにおいて、送信および受
信信号の両方が変調される。送信信号を低速度周波数変
調で変調する方法は、ＦＭ距離評定として知られている
距離評定における高パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）レー
ダにおいて使用されている。アナログ・デジタルコンバ
ータ（ＡＤＣ）の前に受信された信号は、変調の適用の
後に発生し、ドップラスペクトルを損ない、目標検出の
可能性を減少する非線形歪みを制御するために変調され
る。例えば、クラッタ同調として知られている１つの変
調形式は、メインローブクラッタの高調波が非線形のた
めに目標検出処理を妨害しないスペクトル中に適所にメ
インローブクラッタを位置させる。
信信号の両方が変調される。送信信号を低速度周波数変
調で変調する方法は、ＦＭ距離評定として知られている
距離評定における高パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）レー
ダにおいて使用されている。アナログ・デジタルコンバ
ータ（ＡＤＣ）の前に受信された信号は、変調の適用の
後に発生し、ドップラスペクトルを損ない、目標検出の
可能性を減少する非線形歪みを制御するために変調され
る。例えば、クラッタ同調として知られている１つの変
調形式は、メインローブクラッタの高調波が非線形のた
めに目標検出処理を妨害しないスペクトル中に適所にメ
インローブクラッタを位置させる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】これらの変調は通常、
アナログ変調を発生する微同調可能な周波数シンセサイ
ザによって行なわれる。一部のレーダ応用において要求
される非常に低い雑音およびスプリアスレベルは、シン
セサイザの設計を困難にしている。
アナログ変調を発生する微同調可能な周波数シンセサイ
ザによって行なわれる。一部のレーダ応用において要求
される非常に低い雑音およびスプリアスレベルは、シン
セサイザの設計を困難にしている。
【０００４】進歩したレーダシステムは、雑音およびス
プリアス特性が現在のフィール化されたシステムの特性
をはるかに超越した素子を要求する。ドップラ同調のた
めに使用される可変周波数発振器（ＶＦＯ）の雑音およ
びスプリアス特性は特にこれらの応用と両立するように
著しく改良されなければならない。
プリアス特性が現在のフィール化されたシステムの特性
をはるかに超越した素子を要求する。ドップラ同調のた
めに使用される可変周波数発振器（ＶＦＯ）の雑音およ
びスプリアス特性は特にこれらの応用と両立するように
著しく改良されなければならない。
【０００５】電気的に同調された位相シフタにおける従
来の技術は幅広く且つ分散している。それはバラクタ同
調を使用したアナログ設計、切換え可能なライン長、タ
ップを有する遅延ライン、ベクトル変調装置、および直
接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）を含んでいる。ＤＤ
Ｓを除いて、これらの方法によって達成できる位相分解
能および正確度は、製造精度、整列の正確度、および寄
生作用によって制限される。ＤＤＳは良好な位相分解能
を得ることができるが、レーダ応用において要求される
スプリアス信号機能を備える付加的な回路を必要とす
る。
来の技術は幅広く且つ分散している。それはバラクタ同
調を使用したアナログ設計、切換え可能なライン長、タ
ップを有する遅延ライン、ベクトル変調装置、および直
接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）を含んでいる。ＤＤ
Ｓを除いて、これらの方法によって達成できる位相分解
能および正確度は、製造精度、整列の正確度、および寄
生作用によって制限される。ＤＤＳは良好な位相分解能
を得ることができるが、レーダ応用において要求される
スプリアス信号機能を備える付加的な回路を必要とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】位相がステップ状に変化
することによって固定された周波数変調でＲＦ信号を変
調する変調装置が記載されている。この変調装置は、変
調信号でＲＦ信号を変調する変調手段と、変調信号を発
生する手段とを具備している。発生手段は、一定周波数
の信号を供給する手段と、変調信号を生成するディスク
リートな位相変化のシーケンスによって前記一定周波数
の信号の位相をシフトする手段とを含んでいる。
することによって固定された周波数変調でＲＦ信号を変
調する変調装置が記載されている。この変調装置は、変
調信号でＲＦ信号を変調する変調手段と、変調信号を発
生する手段とを具備している。発生手段は、一定周波数
の信号を供給する手段と、変調信号を生成するディスク
リートな位相変化のシーケンスによって前記一定周波数
の信号の位相をシフトする手段とを含んでいる。
【０００７】特定の実施形態において、一定周波数の信
号の位相をシフトする手段は、一定周波数の信号を一定
周波数の信号の周期に相当する期間のパルス列へ変換す
る手段と、係数Ｎによってパルス列信号の周波数を分割
して、Ｎによってその期間を増加する手段とを含んでい
る。周波数分割手段は、Ｎ個の状態を有し、Ｎ個のパル
スをカウントして、その後リセットするためにパルス列
によってクロックされるカウンタを含んでいる。位相シ
フト手段は、周波数分割手段の分割の１サイクルにおい
てインクレメントされた開始カウント状態からカウント
を始めるためにカウンタをリセットする手段を含んでお
り、インクレメントされた開始状態はカウンタの名目上
の開始状態からＭ状態だけインクレメントされ、（Ｍ／
Ｎ）３６０°の位相変化を行なう。一定周波数をフィル
タの中心周波数とする帯域通過フィルタは、変調信号を
供給するために周波数分割器の出力をフィルタ処理す
る。
号の位相をシフトする手段は、一定周波数の信号を一定
周波数の信号の周期に相当する期間のパルス列へ変換す
る手段と、係数Ｎによってパルス列信号の周波数を分割
して、Ｎによってその期間を増加する手段とを含んでい
る。周波数分割手段は、Ｎ個の状態を有し、Ｎ個のパル
スをカウントして、その後リセットするためにパルス列
によってクロックされるカウンタを含んでいる。位相シ
フト手段は、周波数分割手段の分割の１サイクルにおい
てインクレメントされた開始カウント状態からカウント
を始めるためにカウンタをリセットする手段を含んでお
り、インクレメントされた開始状態はカウンタの名目上
の開始状態からＭ状態だけインクレメントされ、（Ｍ／
Ｎ）３６０°の位相変化を行なう。一定周波数をフィル
タの中心周波数とする帯域通過フィルタは、変調信号を
供給するために周波数分割器の出力をフィルタ処理す
る。
【０００８】変調装置は、一定周波数で、且つパルス間
のパルス繰返しインターバルを含む送信パルス列を形成
するパルス間のステップ的な位相変化で変調されるパル
スのシーケンスを送信する手段と、送信されたパルス列
からの反射信号を受信し、受信アンテナ信号を生成する
アンテナ手段と、およびパルス繰返しインターバル間の
ステップ的な位相変化を有する一定周波数の変調信号で
受信されたアンテナ信号を変調する手段とを含むレーダ
システムにおいて使用することができる。
のパルス繰返しインターバルを含む送信パルス列を形成
するパルス間のステップ的な位相変化で変調されるパル
スのシーケンスを送信する手段と、送信されたパルス列
からの反射信号を受信し、受信アンテナ信号を生成する
アンテナ手段と、およびパルス繰返しインターバル間の
ステップ的な位相変化を有する一定周波数の変調信号で
受信されたアンテナ信号を変調する手段とを含むレーダ
システムにおいて使用することができる。
【０００９】本発明のこれらのおよびその他の特徴およ
び利点は、添付の図面に示されている以下の例示的実施
形態の詳細な説明から一層明白になるであろう。
び利点は、添付の図面に示されている以下の例示的実施
形態の詳細な説明から一層明白になるであろう。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明の１つの態様は、レーダシ
ステムにおけるパルスからパルスへのディスクリートな
位相変調の適用に関する。本発明にしたがって、ディス
クリートな位相を正確に発生するために周波数分割器が
使用されている。この変調方式は、歪みを制御するアナ
ログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換の前に、レーダにおいて
使用される通常のアナログ変調に代わって使用すること
ができる。さらに、この変調は、上記で説明されたよう
に受信の歪みを制御するために送信波形を変化するた
め、あるいは高ＰＲＦ波形において使用されるようなＦ
Ｍ距離評定によって通常与えられる距離評定能力を与え
るために直角位相をパルス−対−パルスに与えるために
使用される。距離評定は、線形周波数変調ではなく、直
角位相パルス−対−パルス変調によるものであることが
認識される。
ステムにおけるパルスからパルスへのディスクリートな
位相変調の適用に関する。本発明にしたがって、ディス
クリートな位相を正確に発生するために周波数分割器が
使用されている。この変調方式は、歪みを制御するアナ
ログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換の前に、レーダにおいて
使用される通常のアナログ変調に代わって使用すること
ができる。さらに、この変調は、上記で説明されたよう
に受信の歪みを制御するために送信波形を変化するた
め、あるいは高ＰＲＦ波形において使用されるようなＦ
Ｍ距離評定によって通常与えられる距離評定能力を与え
るために直角位相をパルス−対−パルスに与えるために
使用される。距離評定は、線形周波数変調ではなく、直
角位相パルス−対−パルス変調によるものであることが
認識される。
【００１１】正確な位相を得るためにデジタル周波数分
割器を使用することによって、高性能のレーダシステム
に対する要求を達成するのに十分な正確度でディスクリ
ートな位相を生成することができる。直接デジタルシン
セサイザは、周波数分割器の形式の１つであり、この応
用において代りに使用することができる。しかしなが
ら、ディスクリートな位相変化の使用は独特である。こ
こに記載されている変調技術は、レーダシステムのその
他の部分またはその他の応用においても使用することが
できる。この変調はパルス状の変調を必要とするシステ
ムに応用可能である。
割器を使用することによって、高性能のレーダシステム
に対する要求を達成するのに十分な正確度でディスクリ
ートな位相を生成することができる。直接デジタルシン
セサイザは、周波数分割器の形式の１つであり、この応
用において代りに使用することができる。しかしなが
ら、ディスクリートな位相変化の使用は独特である。こ
こに記載されている変調技術は、レーダシステムのその
他の部分またはその他の応用においても使用することが
できる。この変調はパルス状の変調を必要とするシステ
ムに応用可能である。
【００１２】本発明は、歪み、例えばクラッタ同調を制
御するＡ／Ｄ変換の前に入来信号に対して行われる変調
がディスクリートな位相変調であってもよいことの認識
に基いている。ディスクリートな位相変調は、パルス毎
のベースで行われるステップ的な位相変化による固定さ
れた周波数変調によって特徴付けられる。ディスクリー
トな位相変調の好ましい実施形態は、優れたスペクトル
特性を有するデジタル周波数分割器を使用する。これら
の優れたスペクトル特性は、ディスクリートな変調にお
ける非常に正確な位相状態をマップする。
御するＡ／Ｄ変換の前に入来信号に対して行われる変調
がディスクリートな位相変調であってもよいことの認識
に基いている。ディスクリートな位相変調は、パルス毎
のベースで行われるステップ的な位相変化による固定さ
れた周波数変調によって特徴付けられる。ディスクリー
トな位相変調の好ましい実施形態は、優れたスペクトル
特性を有するデジタル周波数分割器を使用する。これら
の優れたスペクトル特性は、ディスクリートな変調にお
ける非常に正確な位相状態をマップする。
【００１３】図１は、本発明にしたがった変調システム
50の例示的な簡単にされたブロック図を示している。レ
ーダ反射信号はレーダアンテナ52において受信され、ミ
キサ54に供給され、ここで反射信号は信号cos(ωｔ＋φ
p ) によって変調される。変調信号は、１つの受信活性
インターバルから次へ位相φp のディスクリートな位相
変化を与えることによって行われる。その後変調された
信号はＩ／Ｑ検出器58へ送られ、検出された信号はＡ／
Ｄコンバータ58によってデジタル信号に変換され、デジ
タル化された信号は、別の処理のために受信機デジタル
信号処理装置へ通される。
50の例示的な簡単にされたブロック図を示している。レ
ーダ反射信号はレーダアンテナ52において受信され、ミ
キサ54に供給され、ここで反射信号は信号cos(ωｔ＋φ
p ) によって変調される。変調信号は、１つの受信活性
インターバルから次へ位相φp のディスクリートな位相
変化を与えることによって行われる。その後変調された
信号はＩ／Ｑ検出器58へ送られ、検出された信号はＡ／
Ｄコンバータ58によってデジタル信号に変換され、デジ
タル化された信号は、別の処理のために受信機デジタル
信号処理装置へ通される。
【００１４】図２のａ乃至ｃは、それぞれ例示的な送信
パルス列、受信機活性インターバル、本発明にしたがっ
て供給される変調信号を示している。受信中のレーダは
送信パルスの送信期間中ゲートオフされ、信号はこの期
間中には受信されないので、受信期間中に受信された信
号へ供給する前のこの期間中に、ディスクリートな位相
変化による過渡現象が設定される。シーケンスの受信イ
ンターバル中に供給された位相φp のシーケンスは、ド
ップラ同調を達成する線形方法、例えば０°、４°、８
°、１２°、…、で、またはその他の目的の非線形方法
で変化することができる。図２のｃは異なる位相値を正
確に示すことを意図しているのではなく、位相が１つの
ＰＲＩインターバルから次へ変化することができること
を示している。
パルス列、受信機活性インターバル、本発明にしたがっ
て供給される変調信号を示している。受信中のレーダは
送信パルスの送信期間中ゲートオフされ、信号はこの期
間中には受信されないので、受信期間中に受信された信
号へ供給する前のこの期間中に、ディスクリートな位相
変化による過渡現象が設定される。シーケンスの受信イ
ンターバル中に供給された位相φp のシーケンスは、ド
ップラ同調を達成する線形方法、例えば０°、４°、８
°、１２°、…、で、またはその他の目的の非線形方法
で変化することができる。図２のｃは異なる位相値を正
確に示すことを意図しているのではなく、位相が１つの
ＰＲＩインターバルから次へ変化することができること
を示している。
【００１５】さらに、開示された発明は、歪み、例えば
クラッタ同調を制御し、高いＰＲＦにおけるＦＭ距離評
定のような距離評定能力を与えるために送信信号に対し
て行われる変調が、ディスクリートな位相変調であるこ
とを認識している。生成された送信波形は、パルス毎に
行われるステップ的位相変化による固定された周波数変
調によって特徴付けられる。ディスクリートな位相変調
の実行には、受信機の実行において説明されたものと同
様の装置を使用することが好ましい。
クラッタ同調を制御し、高いＰＲＦにおけるＦＭ距離評
定のような距離評定能力を与えるために送信信号に対し
て行われる変調が、ディスクリートな位相変調であるこ
とを認識している。生成された送信波形は、パルス毎に
行われるステップ的位相変化による固定された周波数変
調によって特徴付けられる。ディスクリートな位相変調
の実行には、受信機の実行において説明されたものと同
様の装置を使用することが好ましい。
【００１６】図３は、本発明にしたがう送信変調システ
ム100 の例示的な簡単化されたブロック図を示してい
る。励振装置（図示されていない）からの基本的なレー
ダ波形は、cos(ωｔ＋φp ) によって波形を変調するミ
キサ102 に供給される。変調信号は、本発明にしたがっ
て１つのパルスｐから次のパルスへディスクリートな位
相φp だけ変化する。生成された信号は送信増幅器104
およびアンテナ106 へ送られる。
ム100 の例示的な簡単化されたブロック図を示してい
る。励振装置（図示されていない）からの基本的なレー
ダ波形は、cos(ωｔ＋φp ) によって波形を変調するミ
キサ102 に供給される。変調信号は、本発明にしたがっ
て１つのパルスｐから次のパルスへディスクリートな位
相φp だけ変化する。生成された信号は送信増幅器104
およびアンテナ106 へ送られる。
【００１７】図４のａおよびｂは、それぞれ例示的な送
信パルス列（図４のａ）および本発明にしたがって行わ
れる変調（図４のｂ）を示している。受信期間中に、デ
ィスクリートな位相変化による過渡現象を設定すること
ができる。位相φΔp のシーケンスは、受信された信号
のドップラ同調を達成するために線形方法で、例えば０
°、４°、８°、…、で、または非線形方法で変化する
ことができる。直角位相方法、例えば１°、４°、９
°、１６°、２５°、…、で位相を変化することによっ
て、通常のＦＭ距離評定の代りに使用可能な波形を生成
する。
信パルス列（図４のａ）および本発明にしたがって行わ
れる変調（図４のｂ）を示している。受信期間中に、デ
ィスクリートな位相変化による過渡現象を設定すること
ができる。位相φΔp のシーケンスは、受信された信号
のドップラ同調を達成するために線形方法で、例えば０
°、４°、８°、…、で、または非線形方法で変化する
ことができる。直角位相方法、例えば１°、４°、９
°、１６°、２５°、…、で位相を変化することによっ
て、通常のＦＭ距離評定の代りに使用可能な波形を生成
する。
【００１８】図５は、直角位相変調の波形に対してシス
テム100 によって変調された受信信号を処理するシーケ
ンスを示している。受信機システム50' において、レー
ダ信号は通常の受信機48によって受信される。受信機48
は図１において素子56、58で示されている検出器および
ＡＤＣを含んでいる。ＡＤＣからの受信機出力は、受信
機デジタル処理装置内の乗算器60で送信において使用さ
れた同じ直角位相シーケンスによって位相シフトされ
る。乗算器の出力は、通常のＦＭ距離評定において使用
されるドップラフィルタリングに類似した方法でフィル
タ62によってドップラフィルタ処理される。その代わり
に所望であれば、すなわち図１において示された方法に
類似した方法で、ディスクリートな位相変調装置を有す
るＡ／Ｄコンバータの前に位相シフトが導入される。最
後に、ドップラフィルタの通常の閾値処理は、目標照射
を形成するように閾値機能64において行われる。通常の
ＦＭ距離評定において、目標照射は、目標ドップラと距
離評定との線形結合に対応するドップラフィルタにおい
て行われる。
テム100 によって変調された受信信号を処理するシーケ
ンスを示している。受信機システム50' において、レー
ダ信号は通常の受信機48によって受信される。受信機48
は図１において素子56、58で示されている検出器および
ＡＤＣを含んでいる。ＡＤＣからの受信機出力は、受信
機デジタル処理装置内の乗算器60で送信において使用さ
れた同じ直角位相シーケンスによって位相シフトされ
る。乗算器の出力は、通常のＦＭ距離評定において使用
されるドップラフィルタリングに類似した方法でフィル
タ62によってドップラフィルタ処理される。その代わり
に所望であれば、すなわち図１において示された方法に
類似した方法で、ディスクリートな位相変調装置を有す
るＡ／Ｄコンバータの前に位相シフトが導入される。最
後に、ドップラフィルタの通常の閾値処理は、目標照射
を形成するように閾値機能64において行われる。通常の
ＦＭ距離評定において、目標照射は、目標ドップラと距
離評定との線形結合に対応するドップラフィルタにおい
て行われる。
【００１９】高性能レーダシステムに対するこれらの方
法の適用は、ディスクリートな位相の正確度が非常に正
確であることを要求する。これは本発明の１つの態様に
したがって、一定周波数の信号のディスクリートな位相
変化が時間の遅れまたは進みに相当することを認識する
ことによって達成される。これは以下の式によって認め
られる。
法の適用は、ディスクリートな位相の正確度が非常に正
確であることを要求する。これは本発明の１つの態様に
したがって、一定周波数の信号のディスクリートな位相
変化が時間の遅れまたは進みに相当することを認識する
ことによって達成される。これは以下の式によって認め
られる。
【００２０】cos(ωｔ＋φp ) ＝cos(ω [ｔ＋Ｔ])、 ここでωは中心周波数、ｔは時間変数、φは位相であ
り、Ｔ＝φωである。
り、Ｔ＝φωである。
【００２１】時間遅延は、周波数分割を行うカウント回
路を有するデジタル周波数分割器の使用によって容易に
行われる。例えば、図６に示されている周波数分割器シ
ステム150 を考える。システムは、入力として一定周波
数の信号cos(ωｔ) を有し、Ｎによって周波数を分割す
る。第１に、入力信号はパルス発生器152 によってパル
ス流に変換され、パルス流はデジタル周波数分割器154
へ入力として供給される。分割器154 はパルスをカウン
トするためのカウンタを含み、カウントがＮに到達して
１個のパルスが発生されると、カウンタは再スタートす
る。分割器104からのパルス流はパルス流の高調波を取
除くためにフィルタ156 によってフィルタ処理され、生
成された信号は一定周波数の信号であり、その周波数は
Ｎによって分割された入力周波数である。
路を有するデジタル周波数分割器の使用によって容易に
行われる。例えば、図６に示されている周波数分割器シ
ステム150 を考える。システムは、入力として一定周波
数の信号cos(ωｔ) を有し、Ｎによって周波数を分割す
る。第１に、入力信号はパルス発生器152 によってパル
ス流に変換され、パルス流はデジタル周波数分割器154
へ入力として供給される。分割器154 はパルスをカウン
トするためのカウンタを含み、カウントがＮに到達して
１個のパルスが発生されると、カウンタは再スタートす
る。分割器104からのパルス流はパルス流の高調波を取
除くためにフィルタ156 によってフィルタ処理され、生
成された信号は一定周波数の信号であり、その周波数は
Ｎによって分割された入力周波数である。
【００２２】位相シフタとして回路150 を使用するため
に、分割器のカウンタ状態は、図７に示されているよう
にＭカウントによって送信パルス送信状態の最初におい
て増加される。図７において定められていない領域は、
位相シフトの正確な時間が重要でないことを示してい
る。図７は、例示的にＭ＝３の場合を示している。これ
はパルス間の３６０°（Ｍ／Ｎ）の位相変化を行う。し
たがって、周波数分割器システム150 からの信号出力
は、位相変化を構成している先のパルス繰返しインター
バル（ＰＲＩ）において分割器システムからの信号出力
よりも前進させられる。周波数分割器は非常に正確な装
置であるので、位相シフトの正確度も非常に正確であ
る。
に、分割器のカウンタ状態は、図７に示されているよう
にＭカウントによって送信パルス送信状態の最初におい
て増加される。図７において定められていない領域は、
位相シフトの正確な時間が重要でないことを示してい
る。図７は、例示的にＭ＝３の場合を示している。これ
はパルス間の３６０°（Ｍ／Ｎ）の位相変化を行う。し
たがって、周波数分割器システム150 からの信号出力
は、位相変化を構成している先のパルス繰返しインター
バル（ＰＲＩ）において分割器システムからの信号出力
よりも前進させられる。周波数分割器は非常に正確な装
置であるので、位相シフトの正確度も非常に正確であ
る。
【００２３】上記の方法に関する問題は、位相変化にお
けるフィルタ設定時間である。フィルタ処理の要求を減
少させ、過渡期間を制御するために、出力に対してパル
ス流を有する別の周波数分割器が使用される。この別の
実施形態において、図８にシステム150'として示されて
いるように、周波数分割器154'におけるカウンタは、デ
ジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）155Bを駆動する
値を読取る読取り専用メモリ（ＲＯＭ）155Aをアドレス
し、Ｎ個の入力パルスに対して１サイクルの正弦波（図
８中の波形参照）が発生する正弦波の近似値を生成す
る。このディスクリートな信号に対してフィルタ156'に
要求されるフィルタ処理の要求は、図６の実施形態のパ
ルス列のフィルタ処理の要求ほど厳格ではない。分割器
154'を構成しているカウンタが位相変化を行うように増
分される時、信号は進相して、位相変化が行われる。こ
れは、図８中の波形に示されている。
けるフィルタ設定時間である。フィルタ処理の要求を減
少させ、過渡期間を制御するために、出力に対してパル
ス流を有する別の周波数分割器が使用される。この別の
実施形態において、図８にシステム150'として示されて
いるように、周波数分割器154'におけるカウンタは、デ
ジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）155Bを駆動する
値を読取る読取り専用メモリ（ＲＯＭ）155Aをアドレス
し、Ｎ個の入力パルスに対して１サイクルの正弦波（図
８中の波形参照）が発生する正弦波の近似値を生成す
る。このディスクリートな信号に対してフィルタ156'に
要求されるフィルタ処理の要求は、図６の実施形態のパ
ルス列のフィルタ処理の要求ほど厳格ではない。分割器
154'を構成しているカウンタが位相変化を行うように増
分される時、信号は進相して、位相変化が行われる。こ
れは、図８中の波形に示されている。
【００２４】図８に示されているシステム150'は、特定
の制御回路を有するＤＤＳに類似している。分割器154'
の信号出力は、ＤＤＳの内部の機構における近似値が周
期的である時のみ接近できるので、通常のＤＤＳの出力
よりも周期的である。したがって、周波数分割器154'の
高調波は鮮明な信号を供給するためにフィルタ処理され
るが、周期性が維持されないならば、ＤＤＳはフィルタ
処理によって取除くことができない付加的な歪みを生成
するであろう。
の制御回路を有するＤＤＳに類似している。分割器154'
の信号出力は、ＤＤＳの内部の機構における近似値が周
期的である時のみ接近できるので、通常のＤＤＳの出力
よりも周期的である。したがって、周波数分割器154'の
高調波は鮮明な信号を供給するためにフィルタ処理され
るが、周期性が維持されないならば、ＤＤＳはフィルタ
処理によって取除くことができない付加的な歪みを生成
するであろう。
【００２５】幾つかのシステムにおいて、（Ｍ３６０
°）／Ｎの形態の位相状態は、合理的な大きさＮに対し
て粗すぎる。例えば、１０００の分割比は、単一のデジ
タル分割器における現在の技術において非現実的であ
る。同時出願の第PD-92593号明細書および第PD-93310号
明細書は、これらの限界を克服したデジタル位相シフタ
を開示している。
°）／Ｎの形態の位相状態は、合理的な大きさＮに対し
て粗すぎる。例えば、１０００の分割比は、単一のデジ
タル分割器における現在の技術において非現実的であ
る。同時出願の第PD-92593号明細書および第PD-93310号
明細書は、これらの限界を克服したデジタル位相シフタ
を開示している。
【００２６】上記で説明された実施形態は、本発明の原
理を説明している可能な特定の実施形態を例示して示し
ていることが理解されるであろう。その他の応用は、本
発明の技術的範囲を逸脱することなく当業者によってこ
れらの原理にしたがって容易に行われることができる。
理を説明している可能な特定の実施形態を例示して示し
ていることが理解されるであろう。その他の応用は、本
発明の技術的範囲を逸脱することなく当業者によってこ
れらの原理にしたがって容易に行われることができる。
【図１】レーダシステムにおいて受信された信号に対し
て変調を行う本発明の１実施形態の変調システムの簡単
なブロック図。
て変調を行う本発明の１実施形態の変調システムの簡単
なブロック図。
【図２】例示的送信パルス列、受信活性インターバル、
および図１のシステムによって供給される変調信号のタ
イミング図。
および図１のシステムによって供給される変調信号のタ
イミング図。
【図３】レーダシステムによって送信される信号に対し
て変調を行なう本発明の１実施形態の変調システムの簡
単なブロック図。
て変調を行なう本発明の１実施形態の変調システムの簡
単なブロック図。
【図４】例示的な送信パルス列および本発明にしたがっ
てパルス列に供給される変調信号を示す図。
てパルス列に供給される変調信号を示す図。
【図５】本発明のレーダ受信システムの別の実施形態を
示す簡単なブロック図。
示す簡単なブロック図。
【図６】本発明の変調されたデジタル周波数分割器を使
用する位相シフタを示す簡単なブロック図。
用する位相シフタを示す簡単なブロック図。
【図７】図６の周波数分割器を具備しているカウンタの
カウンタの状態図。
カウンタの状態図。
【図８】本発明の位相シフタの別の実施形態のブロック
図。
図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スティーブ・アイ・フス アメリカ合衆国、カリフォルニア州 90274、ランチョ・パロス・バーデス、 クリッパー・ロード 10 (72)発明者 スティーブン・ディー・テイラー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 91301、アグーラ、イースト・ベイベリ ー・ストリート 6333 (56)参考文献 特開 平８−327728（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−104793（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−312938（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−324389（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−166661（ＪＰ，Ａ) 実公 平３−54437（ＪＰ，Ｙ２) 特表 平２−500048（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95 H03C 3/00 G04L 27/10
Claims (2)
- 【請求項１】 固定された周波数変調によってＲＦ信号
を変調する変調装置において、 変調信号によってＲＦ信号を変調する変調回路と、 前記変調信号を発生する信号発生装置とを具備し、 前記信号発生装置が、 一定周波数の信号を供給する手段と、 前記変調信号を生成するためにディスクリートな位相変
化のシーケンスによって前記一定周波数の信号の位相を
シフトする手段と備え、 前記一定周波数の信号の位相をシフトする手段が、 (i) 前記一定周波数の信号の周期に相当する周期のパル
ス列波形に前記一定周波数の信号を変換する手段と、 (ii)前記パルス列によりクロックされ、Ｎパルスをカウ
ントしてそしてリセットするＮ状態を持つカウンタを含
み、前記パルス列波形に応答して、Ｎによって前記パル
ス列波形の周波数を分割してＮだけその周期を増加する
手段と、 (iii) 前記周波数を分割する手段の分割の単一サイクル
に対して、カウンタの通常の開始状態からＭ状態だけイ
ンクリメントされている開始カウント状態からカウント
を始めるように前記カウンタをリセットして、（Ｍ／
Ｎ）３６０°の位相変化を提供する手段と、 (iv)前記一定周波数をフィルタの中心周波数とする帯域
通過フィルタとを含むことを特徴とする変調装置。 - 【請求項２】 パルス間のパルス繰返しインターバルを
含む送信パルス列を形成するためにパルスのシーケンス
を送信するレーダ送信機システムと、 前記送信されたパルス列からの反射信号を受信し、受信
アンテナ信号を生成する受信機システムと、 パルスからパルスへのステップ的な位相変化を有する一
定周波数の変調信号によって前記受信されたアンテナ信
号を変調する手段とを具備し、 前記変調手段が前記変調信号を発生する手段を備え、 前記変調信号を発生する手段が、 (i) 一定周波数の信号を供給する手段と、 (ii)前記変調信号を生成するためにディスクリートな位
相変化のシーケンスによって前記一定周波数の信号の位
相をシーケンシャルにシフトする手段と備え、 前記一定周波数の信号の位相をシフトする手段が、 (a) 前記一定周波数の信号の周期に等しい周期のパルス
列に前記一定周波数の信号を変換する手段と、 (b) 前記パルス列によりクロックされ、Ｎパルスをカウ
ントしてそしてリセットするＮ状態を持つカウンタを含
み、前記パルス列に応答して、Ｎによって前記パルス列
の周波数を分割してＮだけその周期を増加する手段と、 (c) 前記周波数を分割する手段の分割の単一サイクルに
対して、カウンタの通常の開始状態からＭ状態だけイン
クリメントされている開始カウント状態からカウントを
始めるように前記カウンタをリセットして、（Ｍ／Ｎ）
３６０°の位相変化を提供する手段と、 (d) 前記一定周波数をフィルタの中心周波数とする帯域
通過フィルタとを含むことを特徴とするレーダシステ
ム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US576325 | 1995-12-21 | ||
| US08/576,325 US5673051A (en) | 1995-12-21 | 1995-12-21 | Discrete phase modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09288168A JPH09288168A (ja) | 1997-11-04 |
| JP2889199B2 true JP2889199B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=24303957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8342174A Expired - Lifetime JP2889199B2 (ja) | 1995-12-21 | 1996-12-20 | ディスクリートな位相変調装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5673051A (ja) |
| EP (1) | EP0780974A1 (ja) |
| JP (1) | JP2889199B2 (ja) |
| IL (1) | IL119856A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2000049426A1 (en) * | 1999-02-17 | 2000-08-24 | Raytheon Company | Mprf interpulse phase modulation for maximizing doppler clear space |
| US6459404B1 (en) * | 2000-08-28 | 2002-10-01 | Raytheon Company | DDS spur mitigation in a high performance radar exciter |
| EP1314997B1 (en) * | 2001-11-24 | 2005-01-12 | EADS Deutschland Gmbh | Method for HPRF-radar measurement |
| GB0320352D0 (en) | 2003-09-01 | 2003-10-01 | Secr Defence | Digital modulation waveforms for use in ranging systems |
| US7183969B2 (en) * | 2004-12-22 | 2007-02-27 | Raytheon Company | System and technique for calibrating radar arrays |
| KR101088053B1 (ko) * | 2005-04-04 | 2011-11-29 | 레이티언 캄파니 | 다수의 레이더를 가간섭적으로 결합하기 위한 시스템 및방법 |
| GB0612142D0 (en) | 2006-06-20 | 2006-08-02 | Secr Defence | Spreading modulation spectrum control |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4168397A (en) * | 1978-05-26 | 1979-09-18 | Gte Automatic Electric Laboratories Incorporated | 8-Phase PSK modulator |
| FR2522826B1 (fr) * | 1982-03-05 | 1986-01-31 | Thomson Csf | Dispositif de generation numerique d'un signal module en frequence et dispositif radiofrequence comprenant un tel dispositif numerique |
| US4608706A (en) * | 1983-07-11 | 1986-08-26 | International Business Machines Corporation | High-speed programmable timing generator |
| US5111206A (en) * | 1983-09-22 | 1992-05-05 | Systron Donner Corp. | Velocity deception apparatus |
| US5345239A (en) * | 1985-11-12 | 1994-09-06 | Systron Donner Corporation | High speed serrodyne digital frequency translator |
| JPH0354437U (ja) * | 1989-09-26 | 1991-05-27 | ||
| US5066927A (en) * | 1990-09-06 | 1991-11-19 | Ericsson Ge Mobile Communication Holding, Inc. | Dual modulus counter for use in a phase locked loop |
| US5479458A (en) * | 1994-10-05 | 1995-12-26 | Tanaka; Yoshiaki | Digital phase shifter including 1/N for phase detect and subsequent VCO adjust |
-
1995
- 1995-12-21 US US08/576,325 patent/US5673051A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-12-18 IL IL11985696A patent/IL119856A/en not_active IP Right Cessation
- 1996-12-18 EP EP96120393A patent/EP0780974A1/en not_active Ceased
- 1996-12-20 JP JP8342174A patent/JP2889199B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5673051A (en) | 1997-09-30 |
| EP0780974A1 (en) | 1997-06-25 |
| IL119856A (en) | 2001-08-08 |
| JPH09288168A (ja) | 1997-11-04 |
| IL119856A0 (en) | 1997-03-18 |
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