JP2594543B2 - デイジタルチヤープ信号発生回路 - Google Patents
デイジタルチヤープ信号発生回路Info
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- JP2594543B2 JP2594543B2 JP61088297A JP8829786A JP2594543B2 JP 2594543 B2 JP2594543 B2 JP 2594543B2 JP 61088297 A JP61088297 A JP 61088297A JP 8829786 A JP8829786 A JP 8829786A JP 2594543 B2 JP2594543 B2 JP 2594543B2
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- output
- signal
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，チャープレーダや開口合成アンテナのチャ
ープＺ変換を応用した周波数分析器，同調周波数可変な
フィルタ等に広汎に用いられるディジタルチャープ信号
発生回路に関する。
ープＺ変換を応用した周波数分析器，同調周波数可変な
フィルタ等に広汎に用いられるディジタルチャープ信号
発生回路に関する。
従来，この種のチャープ信号（周波数掃引信号）発生
回路は第２図に見られるように，発振器14,パルス発生
回路15,ミキサ16およびSAW（弾性表面波）素子を用いた
チャープフィルタ17により構成されている。そして，こ
のチャープフィルタ17の出力からインパルス応答として
チャープ信号を発生させていた。
回路は第２図に見られるように，発振器14,パルス発生
回路15,ミキサ16およびSAW（弾性表面波）素子を用いた
チャープフィルタ17により構成されている。そして，こ
のチャープフィルタ17の出力からインパルス応答として
チャープ信号を発生させていた。
しかし乍ら，上述のごときSAW素子を用いる方法で
は，下記のような問題点があった。
は，下記のような問題点があった。
（１）チャープ信号を発生するのに短かい幅のパルスが
用いられるため,SAW素子で生ずる損失と合わせると，通
常約80dBの挿入損となる。したがって，入力側に高出
力，高帯域の増幅器，出力側には低雑音広帯域の増幅器
が必要となり，また干渉を防ぐための重シールドが必要
となるなど，回路規模が大きくなる。
用いられるため,SAW素子で生ずる損失と合わせると，通
常約80dBの挿入損となる。したがって，入力側に高出
力，高帯域の増幅器，出力側には低雑音広帯域の増幅器
が必要となり，また干渉を防ぐための重シールドが必要
となるなど，回路規模が大きくなる。
（２）SAW素子の周波数帯域が限られているために，急
峻なカットオフが不可能である。
峻なカットオフが不可能である。
（３）チャープ率，すなわち周波数変化速度がSAW素子
で決るから，パルス圧縮レーダ等に用いられる送信用，
受信用の整合フィルタの間のチャープ率不整合の補正が
極めて困難である。
で決るから，パルス圧縮レーダ等に用いられる送信用，
受信用の整合フィルタの間のチャープ率不整合の補正が
極めて困難である。
（４）一般にSAW素子は温度変動が大きく，温度による
同調周波数やチャープ率の変動が避けられない。
同調周波数やチャープ率の変動が避けられない。
（５）SAW素子の物理的な特性から実現可能な応答時間
の長さ，帯域幅等が大きく制約をうける。
の長さ，帯域幅等が大きく制約をうける。
そこで，本発明の目的は，上記従来の欠点を除去する
ために，回路をディジタル化することにより，小型，か
つ消費電力を低減するとともに，特性の安定性を大きく
向上することのできるディジタルチャープ信号発生回路
を提供することにある。
ために，回路をディジタル化することにより，小型，か
つ消費電力を低減するとともに，特性の安定性を大きく
向上することのできるディジタルチャープ信号発生回路
を提供することにある。
本発明によるディジタルチャーブ信号発生回路は，中
間周波帯の搬送周波数を一定の変化率（チャープ率）で
掃引するためのクロック信号を発生する第１の発振器
と，該第１の発振器から得られるクロック信号を計数す
るアドレスカウンタと，該アドレスカウンタの出力でア
クセスされる，予めcosineおよびsineの掃引信号波形の
データがディジタル形式でそれぞれ書き込まれている第
１および第２のROMと，これ等第１および第２のROMの出
力ディジタル信号をそれぞれアナログ信号に変換する第
１および第２のD/Aコンバータと，前記中間周波帯の搬
送波を発生する搬送波発振器と，該搬送波発振器の出力
をうけて，その位相をπ/2シフトさせるπ/2移相器と，
前記第１のD/Aコンバータの出力信号により前記搬送波
発振器の出力を変調する第１のミキサと，前記第２のD/
Aコンバータの出力信号により前記π/2移相器の出力を
変調する第２のミキサと，これ等第１および第２のミキ
サの出力を相加する中間周波合成器とを有し，該中間周
波合成器の出力から中間周波帯におけるチャープ信号を
得ることを特徴とする。
間周波帯の搬送周波数を一定の変化率（チャープ率）で
掃引するためのクロック信号を発生する第１の発振器
と，該第１の発振器から得られるクロック信号を計数す
るアドレスカウンタと，該アドレスカウンタの出力でア
クセスされる，予めcosineおよびsineの掃引信号波形の
データがディジタル形式でそれぞれ書き込まれている第
１および第２のROMと，これ等第１および第２のROMの出
力ディジタル信号をそれぞれアナログ信号に変換する第
１および第２のD/Aコンバータと，前記中間周波帯の搬
送波を発生する搬送波発振器と，該搬送波発振器の出力
をうけて，その位相をπ/2シフトさせるπ/2移相器と，
前記第１のD/Aコンバータの出力信号により前記搬送波
発振器の出力を変調する第１のミキサと，前記第２のD/
Aコンバータの出力信号により前記π/2移相器の出力を
変調する第２のミキサと，これ等第１および第２のミキ
サの出力を相加する中間周波合成器とを有し，該中間周
波合成器の出力から中間周波帯におけるチャープ信号を
得ることを特徴とする。
次に，本発明によるチャープ信号発生回路について実
施例を挙げ，第１図のブロック図を参照して説明する。
この図において,1はクロック発振器,2はアドレスカウン
タ,3および４は各々cosineおよびsineの波形データが書
き込まれているROM,5,6はラッチ回路,7,8はD/Aコンバー
タ,9はIF帯の搬送波発振器,10はπ/2移相器,11,12はSSB
変調用のミキサ,13はIF帯のハイブリッドである。この
ように構成された回路によれば，アドレスカウンタ２は
クロック発振器１から得られるクロックパルスによりRO
M3および４のアドレスをアクセスする。ROM3,4から読出
された並列ビットデータはそれぞれラッチ回路５および
６でラッチした後,D/Aコンバータ７および８でそれぞれ
cosineおよびsineのデジタル信号からアナログ信号に変
換される。これ等の２つのアナログ信号により搬送波発
振器９の出力とその出力をπ/2移相器10でシフトさせた
信号とをそれぞれミキサ11および12において変調する。
変調されたこれ等の出力はハイブリッド13において合成
され，出力側にSSB（単側波帯）変調されたチャープ信
号が得られる。
施例を挙げ，第１図のブロック図を参照して説明する。
この図において,1はクロック発振器,2はアドレスカウン
タ,3および４は各々cosineおよびsineの波形データが書
き込まれているROM,5,6はラッチ回路,7,8はD/Aコンバー
タ,9はIF帯の搬送波発振器,10はπ/2移相器,11,12はSSB
変調用のミキサ,13はIF帯のハイブリッドである。この
ように構成された回路によれば，アドレスカウンタ２は
クロック発振器１から得られるクロックパルスによりRO
M3および４のアドレスをアクセスする。ROM3,4から読出
された並列ビットデータはそれぞれラッチ回路５および
６でラッチした後,D/Aコンバータ７および８でそれぞれ
cosineおよびsineのデジタル信号からアナログ信号に変
換される。これ等の２つのアナログ信号により搬送波発
振器９の出力とその出力をπ/2移相器10でシフトさせた
信号とをそれぞれミキサ11および12において変調する。
変調されたこれ等の出力はハイブリッド13において合成
され，出力側にSSB（単側波帯）変調されたチャープ信
号が得られる。
上記のSSB変調動作について説明すると,D/A変換器７
および８の出力はそれぞれ（１）および（２）式の通り
になる。
および８の出力はそれぞれ（１）および（２）式の通り
になる。
VC（ｔ）＝cos（μt2） ・・・（１） VS（ｔ）＝sin（μt2） ・・・（２） 但し実際の波形は，（１）および（２）式の出力をクロ
ック信号（発振器１により発生）でサンプルホールドし
たものとなるが、クロック周波数が十分高ければ式
（１）および（２）に近似する。μはチャープ率であ
り，周波数変化率は となる。
ック信号（発振器１により発生）でサンプルホールドし
たものとなるが、クロック周波数が十分高ければ式
（１）および（２）に近似する。μはチャープ率であ
り，周波数変化率は となる。
他方，搬送波発振器９およびπ/2移相器10の出力は，
それぞれ（４）および（５）式で表わされる。
それぞれ（４）および（５）式で表わされる。
υＣ（ｔ）＝cos（ωCt＋θ） …（４） υＣ（ｔ）＝sin（ωCt＋θ） …（５） 但し，θは初期位相である。
以上により，第１図のハイブリッド13から得られるSS
B変調出力は， υＯ（ｔ）＝VC（ｔ）・υＣ（ｔ）＋Vs（ｔ）・υ
Ｓ（ｔ）＝cos（ωCt−μt2＋θ） …（６） となり,IF帯のチャープ信号となる。
B変調出力は， υＯ（ｔ）＝VC（ｔ）・υＣ（ｔ）＋Vs（ｔ）・υ
Ｓ（ｔ）＝cos（ωCt−μt2＋θ） …（６） となり,IF帯のチャープ信号となる。
以上の説明により明らかなように，本発明によれば，
扱う信号の大部分がベースバンド帯であり，従来技術に
おけるごときSAW素子の使用を排除し，入出力側に増幅
器を挿入したり，重シールドの必要がなく，消費電力の
低減と回路規模を小さくすることができる。また,ROMや
D/Aコンバータの動作速度等に関係する回路の等価帯域
幅を所要帯域に比べて十分に広くすることができ，急峻
なカットオフが可能になるし，クロック発振器のクロッ
ク周波数を制御することにより、チャープ率の調整が容
易になるなど，性能と経済性の向上により，チャープレ
ーダー，開口合成アンテナ，チャープＺ変換を用いる周
波数分析器，フィルタ等の利用分野に広汎な応用が可能
となる。
扱う信号の大部分がベースバンド帯であり，従来技術に
おけるごときSAW素子の使用を排除し，入出力側に増幅
器を挿入したり，重シールドの必要がなく，消費電力の
低減と回路規模を小さくすることができる。また,ROMや
D/Aコンバータの動作速度等に関係する回路の等価帯域
幅を所要帯域に比べて十分に広くすることができ，急峻
なカットオフが可能になるし，クロック発振器のクロッ
ク周波数を制御することにより、チャープ率の調整が容
易になるなど，性能と経済性の向上により，チャープレ
ーダー，開口合成アンテナ，チャープＺ変換を用いる周
波数分析器，フィルタ等の利用分野に広汎な応用が可能
となる。
第１図は本発明による実施例の構成を示すブロック図，
第２図は従来のチャープ信号発生回路の構成例を示すブ
ロック図である。 図において,1はクロック発振器,2はアドレスカウンタ,
3,4はROM,5,6はラッチ回路,7,8はD/Aコンバータ,9は搬
送波発振器,10はπ/2移送器,11,12はミキサ,13はハイブ
リッドである。
第２図は従来のチャープ信号発生回路の構成例を示すブ
ロック図である。 図において,1はクロック発振器,2はアドレスカウンタ,
3,4はROM,5,6はラッチ回路,7,8はD/Aコンバータ,9は搬
送波発振器,10はπ/2移送器,11,12はミキサ,13はハイブ
リッドである。
フロントページの続き (72)発明者 郡 武治 横須賀市武１丁目2356番地 日本電信電 話株式会社通信網第二研究所内 (72)発明者 加藤 修三 横須賀市武１丁目2356番地 日本電信電 話株式会社通信網第二研究所内 (72)発明者 守倉 正博 横須賀市武１丁目2356番地 日本電信電 話株式会社通信網第二研究所内 (56)参考文献 特開 昭60−31311（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−93977（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−161780（ＪＰ，Ｕ)
Claims (1)
- 【請求項１】中間周波帯の搬送周波数を一定の変化率
（チャープ率）で掃引するためのクロック信号を発生す
る第１の発振器と，該第１の発振器から得られるクロッ
ク信号を計数するアドレスカウンタと，該アドレスカウ
ンタの出力でアクセスされる，予めcosineおよびsineの
掃引信号波形のデータがディジタル形式でそれぞれ書き
込まれている第１および第２のROMと，これ等第１およ
び第２のROMの出力ディジタル信号をそれぞれアナログ
信号に変換する第１および第２のD/Aコンバータと，前
記中間周波帯の搬送波を発生する搬送波発振器と，該搬
送波発振器の出力をうけて，その位相をπ/2シフトさせ
るπ/2移相器と，前記第１のD/Aコンバータの出力信号
により前記搬送波発振器の出力を変調する第１のミキサ
と，前記第２のD/Aコンバータの出力信号により前記π/
2移相器の出力を変調する第２のミキサと，これ等第１
および第２のミキサの出力を相加する中間周波合成器と
を有し，該中間周波合成器の出力から中間周波帯におけ
るチャープ信号を得ることを特徴とするディジタルチャ
ープ信号発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61088297A JP2594543B2 (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | デイジタルチヤープ信号発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61088297A JP2594543B2 (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | デイジタルチヤープ信号発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62245980A JPS62245980A (ja) | 1987-10-27 |
| JP2594543B2 true JP2594543B2 (ja) | 1997-03-26 |
Family
ID=13938985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61088297A Expired - Fee Related JP2594543B2 (ja) | 1986-04-18 | 1986-04-18 | デイジタルチヤープ信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2594543B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5105294A (en) * | 1988-06-21 | 1992-04-14 | Canon Kabushiki Kaisha | Digital communicating method and apparatus |
| DE102005022558A1 (de) * | 2005-05-17 | 2006-11-23 | Vega Grieshaber Kg | Taktsteuervorrichtung eines Mikrowellenpulsradars |
| JP7060785B2 (ja) * | 2017-01-26 | 2022-04-27 | ミツミ電機株式会社 | レーダー送受信機 |
-
1986
- 1986-04-18 JP JP61088297A patent/JP2594543B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62245980A (ja) | 1987-10-27 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |