JPS62228184A - 地上位置システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は地上位置システムに関するもので、とくにコー
ドの位相や搬送波の位相および周波数や、信号の振幅等
の電算見積りやトラッキングを行なうこと【より、ハー
ドウェア構成を単純化するようにした地上位置システム
受信装置に係わるものである。

〔従来の技術〕

地上位置システム（ＧＰＥＩ　）は一種の航行うステム
であって、宇宙空間を移動しつつ地上に高周波（ＲＩＰ
）信号を発信する複数の宇宙飛行体（宇宙衛星）からな
るものである。これら宇宙飛行体の設定時間における位
置は正確に知られており、従って相異なる宇宙飛行体か
ら受信し良信号間の時間的関係を計測することにより、
４個またはそれ以上の宇宙飛行体から受信装置に受信さ
れたタイミング間の差を利用して当該受信装置の位置を
決定することが可能である。

また個々の宇宙飛行体の確認は、そのキャリヤ（搬送波
）周波数信号（Ｌｌ　、Ｌ２）を当該宇宙飛行体につい
て特定されたＰコード（精密コーｒ）やａ　／　Ａコー
ド（祖捕捉コード）にエリ変調することにより、核宇宙
飛行体を特定することが可能である。

過去においては、こうした地上位置システム受信装置は
、互いに別々の受信チャンネルを筐用して、各宇宙飛行
体から送信されて来る高周波（Ｌｌ）信号および低周波
（Ｌ２）信号の信号処理を行ない、また当該地上位置イ
ステム受信装置の各宇宙衛星のだめの別々の受信チャン
ネル、あるいはある１個の受信装置の順次動作を用いて
、各宇宙飛行体の高周波および低周波信号を受信するこ
とにより、宇宙衛星の追跡を行なっていた。

しかして地上位置システム受信装置として、ベースパン
Ｆ７’ロセツサ制御のもとに単一の受信チャンネルを匣
用する多重化受信装置が導入されている。この多重化受
信装置においては、まず単一の受信チャンネルを介して
前記階高周波数および低周波Ｌｉ、Ｌ２２号の多ｌ化を
行ない、次に数個の宇宙衛星間で多重化を行なうことに
よって各宇宙飛行体の再捕提を行なうことなく、複数の
宇宙飛行体を追跡する＝うにしている。こうしたシステ
ムにおいては、受信側のベースバンド設計はこれをディ
ジタル方式としているため、多くり受信機能がソフトウ
ェア形式で実行され、またベースバンドのソフトウェア
機能はバー−ウェアまたはファームウェア形式で実行さ
れている。なお、このような地上位置システム受信装置
については、米国特許第４，４５８．６８３号、および
同じく米国特許第４．４６８．７９３号に、さらに詳細
な記載がある。

上記に加えて、実験的地上位置システムの受信／ディジ
タル処理システムが実用されている。この棟の受信装置
の基本的な技術的基盤は、広帯域固定同調ＲＦコンバー
タに加えて、ディジタイプとディジタル整合フィルタと
からなる捕捉部を設け、ベースパンげディジタル相関に
よる位相ロックおよび遅延ロック方式によるトラッキン
グを行ない、ソフトウェア形式の捕捉ロジックおよびル
ープフィルタ構成を用い、フィーＶバック用の数値制御
オシレータ（ＮＯＯ）およびコード生成装置の完全ディ
ジタル化を行なう等としたことにある。

また、アーリタンジェント角検出装ｆｔ１ｃ加えて、サ
ンプリングやデータげットの遷移により生じた偽ロック
状態を解除して、ループ反復周波数の４分の１に近づく
広いゾルイン周波数饋域を生成する・ための位相アンラ
ッピングのアルゴリズムにより、ベースバンド同相（Ｉ
）および直角位相（Ｑ、）トラッキングを行なう。この
ような受信装置については、アクルド（０ｕｌｄ　）お
よびヴアンクエチｘ　ル（ＶａｎＷｅｃｈｅｌ　）によ
る［完全ディシタ＃　ＧＰＳ受信装置の機械化Ｊ　（Ａ
ｌｌ−Ｄｉｇｉｔａｌ　ＧＰＳ　ＲｅｃｅｉｖｅｒＭｅ
ｃｈａｎｉｚａｔｉｏｎ　、ナビゲーシヨン＝　ＮａＶ
ｉｇａｔｉＯｎ　。

ジャーナル・オデ・デ・インスチチュート・オデ・すげ
デーショア　＝　、Ｔｏｕｒｎａｌ　ｏｆ　ｔｈｅ工ｎ
５ｔｉｔｕｔｅｏｆ　Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ　、第２８
巻第３号、１７８頁、１９８１年秋）Ｋ１さらに詳細な
記載かめる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述したような従来の装置は、七のいずれもがＰＭコー
ド生成回路駆動クロック信号をハードウエア構成による
コード数値制御オシレータ（Ｎｃｏ）により得ており、
また位相トラッキング用のｒツプラ修正周波数または地
上位置システムキャリヤ信号のトラッキングを行なう周
波数もこれをハードウェア構成のキャリヤＷｏｏにより
得られるよ（うにしである。しかしながらハードウェア
構成のＮｅｏは、受信装置のハードウェアをはなはだし
く複雑なものとし、また該受信装置の寸法やコスト−を
増大させ作動効率を低下させるものである。

〔発明の目的〕

かくて本発明の目的は、コードの位相やキャリヤの位相
および周波数、ならびに信号の振幅の見積りおよびトラ
ッキングをソフトウェアにより行なつようにして、へ４
ウェア構成を単純化した地上位置システム受信装置を提
供することにちる。

本発明の第２の目的は、構造が簡単でかつ動作効率の高
い低コスト型地上位置システム受信装置を提供すること
にある。

本発明の第６の目的は、ハードウェア構成のキャリヤＮ
ＣＯやハードウェア構成のコードＮＣＯを不要とした地
上位置システム受信装置を提供することにある。

さらに本発明の第４の目的は、従来のように２種類のコ
ード位相値の代りに６種類ないしそれ以上の互いに別個
のコード位相値における計測を行なうことによって、コ
ードの位相見積り精度を同上させるようにした地上位置
システム受信装置を提供することにある。

〔問題点を解決しようとするための手段〕このような目
的を達成すべく、本発明による地上位置システム受信装
置は、コードクロックにより動作する１、２．３割算回
路をもって、従来のコードＮＣＯおよびコンぎユータ命
令手段に代えることにより、実質的にキャリヤＰツプラ
のトラッキングを行なうようにするものである。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

まず第１ａ図に示すように、本発明による地上位置シス
テム受信装置はアンテナ／プリアンプ装置１０を有し、
このアンテナ／プリアンプ装置１０は軌道運行型宇宙飛
行体からのＲＦ倍信号図中Ｌ１．Ｌ２で示す）を受信す
るためのアンテナ１２を有する。上記宇宙飛行体には、
それぞれについて後述するＰコード（精密捕捉コーＶ）
およびａ　／　Ａコード（粗捕捉コード）が特定されて
おり、また発信器をそれぞれ２台ずつそなえているもの
とする。これらの発信器のうち１台は前記コードを所定
の高周波数（Ｌｌ）で送出し、他の１台は該コードを所
定の低周波数（Ｌ２）で送出するものである。なおこれ
らの周波数ＩＪ１　、Ｌ２は、前記宇宙飛行体の各々に
ついていずれも同じ値を取るものとする。前記アンテナ
１２には帯域通過フィルタ１４を接続し、これにより前
記各宇宙飛行体のＲＩＰ信号の周波数帯域外の周波数を
もつ信号を除去する。この帯域通過フィルタ１４には図
示のようにリミタ１６（Ｖペルリミタ）を接続して振幅
の大きな浮遊干渉成分を制限するようにしてもよい。こ
のようなリミタ１６を用いる場合には該リミタに、また
そうしたリミタを用いない場合には前記帯域通過フィル
タ１４に直接プリアンプ１８を接続して前記ＲＦ倍信号
動作レベルにまで増幅する。この場合、前記リミタ１６
はこのプリアンプ１８が強力な干渉成分に起因するダメ
ージを受けないように、保護するはたらきをするもので
ある。なお上記プリアンプ１８からの出力は、それぞれ
が４０１ａｇの帯域幅をもち中心周波数（Ｌｌ　、ｌｌ
２）をそれぞれ約１２２８　ＭＨｆｆｉおよび１５７５
　ＭＨｚとする信号とする。

前記シリアン！１８の出力は、第１ｂ図に示すようにＩ
Ｊ−）’２Ｇを介して２段下方変換型ＲＦモジュール２
４の電力分割器ないしダイシンクチ２２（第１ｂ図）に
接続する。このダイシンクチ２２はその一方の出力はこ
れを周波ｆｊ！ｉＬ１の帯域通過フィルタ帯域０適過フ
ィルタ２６に、また他方の出力はこれを周波数Ｌ２の帯
域通過フィルタ２８にそれぞれ接続する。これらの帯域
通過フィルタ２６．２８は、宇宙飛行体のうち追跡中の
宇宙飛行体に受信された周波数を制限するものである。

該Ｌ１．ＩＪ２周波数帯域通過フィルタ（ただＬＬｌは
１５４　ＭＨｚ　ｆｏとし、Ｌ２は１２　Ｑ　ＭＨｚｆ
Ｏとし、ｆｏはコーｒチチッぎングレートの名目値とす
る）の出力はこれをスイッチ３０に接続し、このスイッ
チ３０は７リツゾフロツゾ３２によりこれを制御する。

このフリツプフロツプ３２はそのクロック端子をリー）
Ｐ３４によりＲＦマルチゾレクサクロツク（図示せず）
に接続し、またそのデータ入力端子りにはリード３６を
介してベースパンＦプｏ七ッ？３８（第６図）のＬｉ、
Ｌ２周゛波数制御信号が人力する。これらＬｌ、ＩＪ２
周波数制御信号によりフリツｆ７０ツゾ３２（第１ｂ図
）がセットされ、入力クロック信号によって正確にスイ
ッチ動作を行なわせる。このフリツプフロツプ３２によ
り前記スイッチ３０を制御するこの第１段４２の第１段
ミキサ４０に入力する。この場合、例えばＬ１周波数を
１０ミリ秒間人カした後、Ｌ２周波数を同じく１０秒間
人力するか、あるいはその逆となるようにする。ローカ
ルオシレーク（ｂｏ）は周波数およびクロッキングシス
テムの一部をなすものであり、以下これについて記載す
る。

まず、周波数合成回路４４（第１ｃ図）Ｋより１１周波
数（Ｉ０，２５０４ＭＨｚ）の信号を１．７×乗算回路
４６に供給する。この１７Ｘ乗算回路４６（第１Ｃ図）
には帯域通過フィルタ４８（第１ｂ図）なり−１−”５
０により接続し、さらにこの帯域通過フィルタ４８には
アンプ５２を接続して信号の振幅を回復させる。さらに
このアンプ５２に接続した電力分割器５４により、大刀
電力を前記２段下方変換型ＲＩＦモジュール２４の第２
段５８と８×乗算回路６０との間で分割する。この８Ｘ
乗算回路帯６０には帯域通過フィルタ６２を接続して、
不要な周波数成分を除去するとともに、該惜域通過フィ
ルタ６２にはアンプ６４を接続して信号の回復を行なう
。このアンプ６４の出力は周波数を１３６ｆ１とする第
１のローカルオシレータ（ＬＯ）信号でめり、この信号
は前記第１段ミキサ４０に供給される。このミキサ４ｏ
にはさらに低域通過フィルタ６６を接続し、さらのこの
低域通過フィルタ６６にはアンプ６８を接続して信号の
回復を行なう。当該第１段下方変換部４２はこのアンプ
６８をもってその構成が完成する。

他方、前記第２段下方変換部５８のミキサ５６は、第２
段下方変換ＲＦ信号を電力分割器５４の第２のローカル
オシレーク（ＬＯ）信号と混合して、工Ｆ信号（整数部
＝工と小数部＝Ｑとからなる信号、後述）を低域通過フ
ィルタＴＯに出力する。

この低域通過フィルタγ０（第１ｂ図）には、リーＰ７
４によりアン−７’７２（第１ｃ図）を接続しである。

このアンプ７２（第１ｃ図）は自動利得制御（ＡＧＯ）
アンプを構成するものである。

上記自動利得制御アンプＴ２にはパルスクリップ回路Ｔ
６を接続して、近在するレーダー基地から発生する信号
等の妨害信号の振幅をクリップする。このパルスクリッ
プ回路１６の出力はこれをイカ分割器γ８に接続して、
この電力分割器Ｔ８の一方の出力は広帯域自動利得制御
回路からなるアンプ８０に接続し、他方の出力はリード
８２により直角移相ディジタイプ回路（第２図）の電力
分割器９２に接続する。前記アンプ１３０（第１ｃ図）
は映像検出器８６に接続し、この映像検出器８６により
信号の振幅エンベローｆ（包路線）を検出する。この検
出値が所定の閾値以上であるがあるいは以下であるかに
より、検出情報が１ビツト出力として前記プロセッサ３
８（第６図）に送られる。該プロセッサ３８は、この情
報を用いて自動利得制御レジスタ８８の設定値を調節す
る。このプロセッサ３８はその一部として自動利得制御
レジスタ８８を有しているが、ここでは説明を容易にす
るため、該レジスタはこれをプロセッサ３８内から取り
出して、第１ｃ図の回路に含めて示す。

上記自動利得制御レジスタ８８の記憶内容は、必要に応
じてディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ　）コンバータ９０
に印加される自動利得制御゛成圧乞表わすものである。

上記Ｄ／ムコンバータ９０の出力は、これを前記自動利
得制御アンプＴ２に接、読して、電圧出力を一定値に保
持する。

前記電力分割器Ｔ８にはさらに電力分割器９２（第２図
）を接続し、これによりＲＦエネルギをその２出力間で
分割することにより、同相（Ｉ）チャンネルおよび直角
移相（Ｑ、）チャンネルを形成する。これらのエチャン
ネルおよびＱチャンネルにはそれぞれミキサ９４，９６
が設けてあり、そのＷ、１０入力はこれを前記°電力分
割器９２の出力端子に接続し、第２の人力はこれをリー
ド９８゜１００を介して前記周波数合成回路４４（第１
Ｃ図）に接続することにより、エチャンネルおよびＱチ
ャンネルのための第６のローカルオシレータ信号を受け
取るようにする。上記ミキサ９４゜９６にはさらに同期
積分／ダンプ回路１０２．。

１０４（第２図）を接続し、これら同期積分／ダンプ回
路１０２．１０４はこれをリード１０６により前記周波
数合成回路４４に接続することにより、クロック周波数
を２ｆｏとして同期号を受け取るようにする（ただしｆ
Ｏはコータチッピングレートの名目値とする）。上記同
期積分／ダンプ回路１０２．１０４にはＡ　／　Ｄコン
バータ１０８゜１１０　（４２図）をそれぞれ接続し、
これらＡ／Ｄコンバータ１０８．１１０は前記リーに１
０６を介して前記周波数合成回路４４（第１ｃ図）に接
続することにより、その２　ｆｏ出出力受汁取る。

上記Ａ　／　Ｄコンバータ１０８，１１０は、これらの
ＲＰアナログ信号をディジタイズして「ｍ」ビットの工
およびｑワー−とする。これらワードは、好ましくはこ
れを１ビツトから８ピツト長とする。

以上をもって直角移相ディジタイブ回路の構成とする。

信号プロセッサ（第６図）は、上記直角移相ディジタイ
ブ回路と作動的に接続した複数のディジタルシリゾロセ
ッサ１１２，１１４，１１６゜１１８．１２０と、これ
らプリプロセッサとそれぞれ接続した複数のコード生成
回路１２２　、１２４゜１２６．１２８．１３０と、さ
らに例えばマイクロプロセッサにより構成した計算手段
３８とを有する。コード生成回路１２２−１３０は宇宙
飛行体のＰコードまたはａ　／　Ａコードを生成して前
記プリプロセッサ１１２−１２０に供給するするもので
あり、また各プリプロセッサは１個のＥＶコード（宇宙
飛行体コード）に対してアーリ（−１Ｑ、ｆ！、）、プ
ロンプト（工Ｆ　、　ＱＰ　）、レート（工、。

Ｑ４．　）複素応答値を算出する。なお、上記計算手段
３８が実行する機能は、コーｒルーゾのトラッキング、
キャリャルーゾのトラッキング、信号対ノイズ比（ｓ　
／　Ｎ比）の見積り、初期化ならびにコード検索等であ
る。

前記プリプロセッサ１１２−１２０はいずれも同一の構
成としであるので、ここではそのうちのひとつのみにつ
いて説明する。まず第４ａ図に示すように、このプリプ
ロセツサは好ましくはモノリシック構成の回路とし、（
ｎ　　１）　、　ｎ　、　（ｎ＋１）による割算回路（
以下単に（ｎ−１）、ｎ、（ｎ＋１）割算回路と称する
）を有する。ただしｎは２以上の整数とし、図示の例に
おいては（ｎ＝１）として）１．２．３割算回路１３２
を前記周波数合成回路４４（第１Ｃ図）に接続して２　
ｆｏ周波数を受げ取り、選択したコード化クロック信号
をそのコード生成回路１２２に供給する。上記１，２゜
６十割算回路１３２およびこのコード生成回路１２２は
、いずれも前記マイクロ７′″ロセツサ３８（＄６図）
に接続されて、共通の初期化信号を受け取る。

上記コード生成回路１２２は下記のよつにして前記エチ
ャンネルおよびｑチャンネルとそれぞれ接続する。すな
わち、該コード生成回路１２２はまず、これを０．５チ
ツプ「アーリ」信号マルチシライヤ１３４．１３６と第
１の０．５チップ遅延回路１３８．１４０との接続点に
接続する。これら第１の＃＃Ｉ！！０．５チップ遅延回
路１３８，１４０を「プロンプト」信号マルチシライヤ
１４２゜１４４と第２の０．５チップ遅延回路１４６．
１４８との接続点に接続し、さらにこれら第２の０．５
チップ遅延回路１４６，１４８はこれを「レイト」信号
マルチシライヤ１５０．１５２に接続する。

このように接続した前記コード生成回路１２２の出力に
対するタイミングの遅延によるスキュー（ゆがみ）効果
を第４ｂ図に示す。

前記エチャンネルマルチゾライヤ１３４　、１４２゜１
５０およびＱチャンネルマルチプライヤ１３６゜１４４
．１５２は、さらにこれを前記エチャンネルおよびＱチ
ャンネル用Ａ　、／　Ｄコンバータ１０８゜１１０（第
２図）に接続する。これらエチャンネルマルチゾライヤ
１３４，１４２．１５０の出力、およびＱチャンネルマ
ルチシライヤ１３６　、１４４゜１５２の出力は、それ
ぞれこれをエチャンネルアキュミュレータ１５４，１５
６，１５８およびＱチャンネルアキエミュレータ１６０
，１６２゜１６４に接続する。さらに、これらエチャン
ネルアキュミュレータ１５４，１５６．１５８およびＱ
チャンネルアキエミュレータ１６０，１６２゜１６４は
、これを前記マイクロプロセッサ３８に接続することに
より、工、Ｑ、ｅおよび工Ｆ　、　”Ｐおよび工Ｌ　、
　”Ｌを人力してこれを該マイクロプロセッサ３８に出
力する。上記都合６個のアキュミュレータはマイクロプ
ロセッサ３８に対して所定数（ｎ個）のサンプルを加算
するものである。

マイクロプロセッサ 第５図に上記マイクロプロセッサ３Ｂの動作を表わすフ
ローチャート°を示す。図示のように、該マイクロプロ
セッサ３８は、上記ｎ個のサンプルの和が６個加算され
るたときに、／％−）”ウェア割込みステップ１６６で
他のマイクロプロセッサ動作に割込みをか（すて、ステ
ップ１６Ｂで３個のＩ信号と同じく３個のＱ信号を入力
する。これらの信号を入力後、旋回する工、ｑ信号（ア
ーリ、プロンプト、レイト）をステップ１７Ｇで回転さ
せてデスピン（ｄｅｓｐｉｎ　＝回転を減じる）工′、
ｑ′信号を生成させる。

上記ステップは、Ｍ個目のデスピンアーリ、ゾロン終了
後、ゴー２位相およびキャリヤ位相の見積りをそれぞれ
ステップ１７４　、１７．８で行ない、その結果をステ
ップ１７６．１８０で記憶する。このようにしてコード
およびキャリヤの位相見積りを行なった後、ステップ１
８２でコーｒマスタ加算を行なってステップ１８４をも
って出口とする。

レゾルバにおけるトラッキング 第６図において、コンピュータにより実行されるレゾル
バ機能はディジタル処理に用いられるハードウニｘ−７
ｖｆルパの機能と同等のものである。

すなわち、ディジタル処理においては旋回する工および
Ｑ信号は複数個のマルチシライヤ１８６゜１８８．１９
０，１９２に入力する。すなわち、工信号はマルチシラ
イヤ１８６．１９０に入力し、ｑ信号はマルチシライヤ
１８８．１９２に入力する。他方、キャリヤの見積り位
相を表わすθ信号はコサイン生成回路１９４およびサイ
ン生成回路１９６に人力する。上記マルチシライヤ１８
６゜１９２はこれを加算回路１９８に接続して、工信号
値とＱＯＢθの積と、Ｑ信号値とｓｉｎθの積とを互い
に加算することにより、工′出力フェーデを生成する。

他方、前記マルチプライヤ１８８．１９０はこれを加算
回路２００に接続して、Ｑ信号値とＣＯ日θの積と、Ｑ
信号値とｓｉｎθの積とを互いに加算することにより、
マイナスのＱ′出力フェーデを生成する。

コンピュータにより実行されるレゾルバのレゾリュージ
ョン機能は、工信号にｃｏｓθを、またＱ信号にｓｉｎ
θを乗算してその積を加算することにより工′を生成し
、他方、Ｑ信号にｃｏｓθを、また工信号にｓｉｎθを
乗算してその積を加算することによりＱ′を生成する命
令を含むものである。

コーｒおよびキャリヤの位相の誤差見積り（第７ａ図お
よび第７ｂ図）は、例えば６個の複素数サンプル（第７
ａ図）を用いて、次のようにして行なう。

φ１では　　　　　　（工１．　Ｑｌ）φ１＋π（＝φ
２）では　（工２　、　Ｑ２）φ１＋２π（＝φ３）で
は（工ｓ　、　Ｑ３）上記３個の複素数サンプルから、
例えば６種類のエンベロープが得られる（第７ａ図のス
テップ２０２）。これらのエンベロープは下記のような
ものである。

Ｅ１＝（工ｘ２＋　ｌ；ｈ２）　”／ｒＥ２＝（工２”
　、　Ｑ２２）　’Ａ Ｅ３　＝　（工３”　　＋　Ｑ３２）　　１／２上記の
エンベロープを用いることにより、連続エンベローゾ応
答値を（第７ａ図のステップ２０４において）次のよう
に定義する。

Ｆ！（φ）　＝ｍ１　ｓｔｎ　（φ−φ１）／（φ−φ
ｌ）＋　ｆｆ２　ｇｉｎ　（φ−φ１−ｔ）／＜φ−φ
１−に）＋Ｅ３　Ｂｉｎ　（φ−φｌ−２π）／（φ−
φ１−２π）上記のような連続エンベローゾ応答値より
、Ｋｏ、　Ｋ２．　Ｅ、のうち最大のものをまず選択す
る（ステップ２０６）。いま、例えば第８図に示すよう
に、Ｆ！２が最大でちるものとする。この場合は、Ｅ２
にもつとも近い”１＃　”３のうち第８図に示すように
大きい方のＥ工を次にステップ２０Ｂで選択する。この
ようにして選択された２つの値（Ｈｚ　＋　Ｅｘ　）に
より、間隔半量修正（Ｉｎｔｅｒｖａｌｈａ：Ｌｖｉｎ
ｇ）により（ステップ２１０）ピーク値検索の終点を特
定して、図示のφＰＫ点における最大振幅（ｌｌｆｔ（
φ）の最大値〕を見出す。このφＰＫ点においてφ１は
φ２よりも小さいかまたは等しいφよりも小さいかまた
は等しい。かくて前記φＰＫ点におけるφθ値はコード
位相の最寄の見積り値であることとなり、またその場合
の相対コード位相（φＲθ１）は最大位相値でφ２から
引き算することにより求められる（ステップ２１２）。

他方、キャリヤの位相見積り（第７ｂ図）はステップ２
１４Ｖｃおいて工（φ−＄ＰＫ）、Ｑ（φ＝φｐｉｃ　
）を次のようにして評価することにより決定する。すな
わち、 工＝　Ｉｌ　ｓｉｎ　（φＰＫ−φ１）／（φＰＫ−φ
１）＋工２　Ｂｉｎ　（φに一φ２）／（φ■−φ２）
＋工３　　ｓｉｎ　　（φ　ＰＫ−φ３　）／（φＰＫ
　−φ３　）Ｑ　”　Ｑ、１１５１ｎ　（φ■−φ１）
／（φＰＫ−φ１）＋　Ｑ２　ｓｉｎ　（φＰＫ−φ２
）／（φＰＫ−φ２）＋　Ｑ３　ｓｉｎ　（φＰＫ−φ
３）／（φＰＫ−φ３）このようにしてピーク位相に対
する工、Ｑ信号を評価した後１．フオートラン（Ｉｌｌ
ＯＲＴＲＡＮ）の機能でキャリヤ位相（θ）をステップ
２１６で見積もる。

コード位相の見積り 第９ａ図は、コード位相の誤差測定をバー１２ウエアの
タイミング状態を表わす記憶情報と組み合わせて行なう
ことによって、コードループフィルタにより次に行なわ
れるスムージング動作に先立って、瞬時的なコー「位相
測定値（工＋φＲｅｄ　）を生成させる手順を示すフロ
ーチャートである。

まず動作開始にあたって、ステップ２１８で前記マイク
ロゾロセッサによりコード生成回路１２２゜プリプロセ
ッサ（第４ａ図）の１．２．３÷割算回路１３２および
コードマスタアキュミュレータ２２０（第１０図）を初
期化する。この初期化動作が終了すると、コーｒマスタ
アキュミュレータ２２０は歩進／逆歩進コマンｒを出力
して当該ブリプロセッサの１．２．５÷割算回路１３２
に入力する。なお、説明を容易にするため、本地上位置
システム受信装置のシリゾロセッサを含む／Ｎ　−ドウ
エアは、第９ａ図のゾロツク２２４に含めて示しである
。

上記受信装置のハードウェア２２４は、ベースバンド（
工、Ｑ）を得るものであり、このベースバンドはキャリ
ヤ位相（第９ｂ図）のループ見積もり１：古米と前記レ
ゾルバ２２６内で績合されてデスピンしく回転を減じ）
、また加算器２２８で加算されて、スクエアリング損失
ｔコードおよびキャリヤ見積りアルゴリズム２３２（第
７ａ図）の実行上受け入れることの可能な値に保持すべ
く選定した所定のレートで、ベースバンド相ｎ’ｒ−タ
２３０を形成する。このアルゴリズム２３２によって、
入力信号のコードおよびキャリヤの位相の見積りをハー
ドウェアのプロンプトコードの位相に関して行なう。キ
ャリヤの相対位相は、キャリヤ位相見積りルーｒ（第９
ｂ図）に入力される。

他方、コードの相対位相（第９ａ図）は加算器２３８に
より、ノリデテクションインタバル２３６の中心のタイ
ミングを表わす値と加算される。

上記加算器２３８のコード位相計測出力２４０（工＋φ
ＲＥＬ　）は、！２０ｊＪｌｌ算器２２４内Ｃｒ）　：
！　−ｆマスタアキエミュレータ−２２０の補外コード
位相２４２（Ｉ＋Ｆ）の負の値に加算される。この加算
器２４４の出力２４６は、計測されたコード位相誤差（
φＲＥＩＪ−ｉ＋’　）である。ただしＦはチップの小
数部分であり、ニーＶ位相誤差はコード位相フィルタ２
４８に入力される。このコード位相フィルタ２４８の出
力はコード位相レート２５０のコードループ見積り値で
あり、これは前記プードマスタアキュミュレータ２２０
に入力される。こノコードマスタアキュミュレータ２２
　ＯＶｃ差差位フレート蓄積するだめの最小更新レート
は最大所要Ｖツゾラ速度により決定され、例えば地球外
速度の場合は約１０００　Ｈ？の更新レートが必要とな
る場合がある。なおこの約１０００Ｈｚの更新レートは
約１５．０００ｍ／秒の速度に対する適正な値としてよ
い。。

キャリヤ位相の見積り 次に、第９ｂ図にキャリヤ位相のループ見積りのための
フローチャートを示す。なお第９ａ図に示すキャリヤの
相対位相出力２３５は、キャリヤ位相／周波数誤差乞表
すものである。このキャリヤ位相／周波数誤差は、キャ
リャループフィルタ２５２（第９ｂ図）に人力される。

該キャリャループフィルタ２５２の出力はキャリヤ位相
Ｖ−）（周波数、θ、２５４．第９ａ図）のループ見積
り値である。さらにこのキャリャループフィルタ２５２
ｖｃは、キャリヤ位相マスタアキュミュレータ２５６が
接続されており、これによりキャリヤ位相のループ見積
り値が生成されて前記レゾルバ（２２Ｂ　、第９ａ図）
に入力される。

さらに８１０図に前記コードマスタアキュムレータ２２
０（第９ａ図）の動作の７０−チャートを示。このニー
−マスタアキュムレータ２２０（第１０図）、コードル
ープフィルタ出力２４８からコード位相レート（Δφ１
．２５０）のコードループ見積り値を累積して、信号の
コード位相のニーＰルーゾ見積り値を生成する。その人
力は所要の反復Ｖ−ト（ｆａ　＝　ｉ／Ｔｏ　）および
コード位相レートのコードループフィルタ見積り値であ
る。

ただし各反復動作において、半チップ単位のコード位相
レート（Δφ１）は期間Ｔ８におけるニーげ位相（θ）
の平均変化量に等しい。

前記コードマスタアキュムレータ２２００位相値は、２
つの部分からなるワーｒ内に保持されており、一方の部
分は整数部ＣＩ）であシ、もう一方の部分は小数部（Ｑ
）である。該整数部の最下位ビット（ＬＳＢ　）は０．
５コードチツプに等しく、従ってΔφ、（２６０）が入
力されてマイクロプロセッサＦは（２６２）を更新して
Ｆ＋Δφ□とし、ＩＰ＋が１より小さいかどうかを判断
（２６４）する。１よりも小ならば何もせず、Ｆが１よ
り大または等しいと判断（２６４）されるまで、ループ
反復全続行する。ついでＦの符号の正負を決め（２６６
Ｌその結果Ｆが正であると判断され友ときは、コンピュ
ータはＩ−Ｉ＋ｉおよびＦ−Ｆ−１を設定（２６８）ｔ
、て、歩進コマンドを１゜２．３÷割算回路１３２に送
ってサイクルは続行される。逆に上記判断ステップ２６
０の結果、Ｆが負であると判断され友ときは、コンピュ
ータはニーＩ−１およびＦ’−Ｆ−１−１を設定して（
２７２）、遊歩道コマンドを１．２．３÷割算回路１３
２に送って（２７４）サイクルは続行される。

次に第１１＆図ないし第１１６Ｌ図を参照すると、前記
周波数合成回路４４（４１ｃ図）は、２ｆＯ（ｉ＠１１
　ａ図）を１．２．３÷割算回路１３２（第４ａ図）に
供給する。第１１ａ図に示す波形の各周期は、その時間
がコードの１．５チツプに等しい。前記歩進／遊歩道信
号２２２にＬす、前記１．２．３÷割算回路は２による
割算モード（第りで受信されたときは、前記１．２．３
÷割算回い方にずらす。最後に歩進信号が受信されたと
きには、前記１．２．６÷割算回路１３２は６による割
算モーげ（第１１１図）を設定して、タイミングエポッ
クを１．５チツプ分だけ後にずらす。かくて１．２．３
÷割算回路１３２はコード生成回路の位相を進めたり、
あるいは遅らせたりする手段を構成することとなる。

相関三角形がピークとなった場合に位相を正確に見積る
方法としては、上記以外にも方法がある。

すなわち、例えば第１２ａ図および第１２ｋ）図に示す
ように、振幅の変化する（ただし基点では常に２チップ
分の幅とする）Ｑおよび工の投影相関三角形等、複数個
（少なくとも６個）の投影相関三角形をコード位相にお
いては前後に、キャリヤ位相においては６６０°ずつ、
また信号振幅においては上下にそれぞれ反復走査して、
各々の場合について６対の工／Ｑ、サンダル対の間で平
均２乗誤差が計算される。最小の平均２乗誤差を選んだ
場合、その信号コード位相、信号キャリヤ位相および信
号振幅の各位はこれらパラメータの最善の見積り値とな
る。第１２ａ図および第１２ｔ１図は、それぞれＱ平面
および工平面に投影した相関三角三角形を示すものであ
り、とくに８１２３図はＱ平面に投影した１軸に関して
ＲＩＦ位相角が００ときの平面における理想的な相関三
角形を示し、ま次第１２ｂ図は同じ相関三角形を工平面
に投影した場合を示す。これら第１２＆図および第１２
ｂ図にはノイズのない６対のサンプル信号対（工１゜Ｑ
ｌ　）　、　（工２　、　Ｑ、２　）　、（工３　ｅ　
Ｑ３）を示しである。

これら信号対は図示の相関三角形において最小平均２乗
誤差を選んだ場合での６種の信号パラメータ、すなわち
ピーク信号応答値の信号振幅Ａ、ＲＦ位相θ、およびコ
ード位相φを見積るのに用いられるものである。

この変形例は上記変形例と同等であるが、ただし非コヒ
ーレントな方式にもとづくものである。

すなわち入力データはコード位相および信号振幅に対し
て走査され、コード位相および信号振幅の各位はこれを
平均２乗誤差を最小とするように選定し、該誤差は第８
図に示したエンベロープ領域で算出し、これらの値から
コード位相と信号振幅の見積りを行なうようにする。

〔発明の効果〕

以上に述べたように、本発明による地上位置システム受
信装置はＲＦコンバータないし２段下方変換型ＲＩＦモ
ジュール２４と、ハードウェア構成による直角移相ディ
ジタイプと、信号プロセッサとからなり、この信号プロ
セッサは演算手段すなワチコンピュータないしマイクロ
プロセッサ３８と、コード生成回路１２２，１２４，１
２６゜１２８．１３０と、ノリゾロセッサ１１２　、１
１４゜１１６．１１８．１２０とからなる。各プリプロ
セツサはその１．２．３割算回路１３２によってコード
生成回路を制御することにより、０．５チップ間隔の工
およびＱ［アーリＪ、ｒ７’Ｅ＝ｆンゾト」。

「レイト」ディジタル信号を生成して上記演算手段に供
給してコードの位相やキャリヤ位相／周波数、および信
号の振幅のトラッキングを行なりようにしたもので、こ
のようにしたことにより、バーｙウェア構成による数値
制御型オシレータを使用する必要がなくなり、しかも動
作精度を従来のレベルに維持しうるという効果が得られ
る。

以上の説明に関連し℃さらに以下の項を開示する。

（Ｉ１ａ）　　周波数合成手段と、 ｂ）この周波数合成手段と作動的に接続して、複数の宇
宙飛行体から受信した地上位置システム受信装置信号を
下方に変換してペースパンＶの同相（Ｉ）信号および直
角移相（Ｑ）信号を合成することによりそのディジタル
ワードを所定のげット長として生成するようにした固定
周波数変換回路と、 Ｃ）信号処理手段とからなり、 前記信号処理手段はニーｒ生成手段と、複数の宇宙飛行
体信号プリゾロセッサと、演算手段とからな９、 前記ニーｒ生成手段はこれを前記周波数合成手段と作動
的に接続してニーＰクロック信号を受け取るようにし、 前記宇宙飛行体信号プリプロセッサの各々はこれを前記
固定周波数変換回路および前記コード生成回路と作動的
に接続して、前記同相および直角移相のディジタルワー
ドおよび１個の宇宙飛行体に対してアーリ（工ｘ、Ｑｚ
）、プロンプト（ＩＰ。

Ｑ、Ｐ）、レイト（工り、Ｑ、Ｌ）複素応答値の同相お
よび直角移相信号を選択的に調時された信号として受げ
取って、前記演算手段のためのアーリ、レイト、プロン
プト相関出力を生成することにより、複数の宇宙飛行体
信号プリプロセッサが同一の工およびｑベースパンＰ信
号に応じて動作して、前記演算手段のためのアーリ、レ
イト、プロンプト相関信号を各宇宙飛行体に特有の信号
として生成し、 前記演算手段はこれを前記複数の宇宙飛行体信号プリプ
ロセッサ、前記コード生成手段および前記周波数合成手
段と接続することにより、所定の基本的地上位置システ
ム受信装置信号処理機能を実行するようにしたことを特
徴とする地上位置システム受信装置。

（２）　　前記周波数合成手段は周波数合成回路を含み
、また前記信号処理手段は前記周波数合成回路と接続し
て該周波数合成回路のタイミング周波数を受け取るとと
もに、前記演算手段と接続して歩進または遊歩進信号を
選択的に受け取るようにした（ｎ−１）、ｎ、（ｎ＋１
２割算回路を有し、この割算回路おＬび前記コード生成
手段はこれを前記演算手段と作動的に接続して共通の初
期化信号を受け取って、選択したコード化クロック信号
を前記割算回路により前記ニーげ生成手段に供給し、こ
の場合、ｎチップ長の作動力クントを前記コード生成手
段に供給し、あるいは所定のタイミングエポックで前記
コード生成手段ｌ１ｃ（ｎ−１）割算カウントを供給し
て該コード生成手段の出力を当該タイミングエポックで
１力ウント分だげ先にもどし、また前記コード生成手段
に（ｎ＋ｉ　）割算カウントを供給して該コード生成手
段の出力を前記タイミングエポックと同一の時間エポッ
クで１力ウント分だけ後にずらすこととし、ただしｎは
これを位置整数とすることとし次第１項に記載の地上位
置７ステム受信装置。

（３）前記（ｎ−１）、ｎ、（ｎ＋１）割算回路はこれ
を１．２．３割算回路とした第２項に記載の地上位置シ
ステム受信装置。

（４）　　前記固定周波数変換手段は同相エチャンネル
および直角移相Ｑチャンネルを有し、これらのチャンネ
ルはそれぞれ入力する地上位置システム受信装置信号の
周波数をベースパンＰ〈ま”ｔ’低減すせるミキサと、
該ミキサと作動的に接続して所定のクロッキングレート
で同期信号を受け取る同期積分／ダンゾ回路と、この同
期積分／ダンゾ回路と作動的に接続して、受け取った地
上位置システム受信装置信号をディジタイズして所定の
ぎット長の同相エチャンネルおよび直角移相ｑチャンネ
ルワードとするようにしたＡ　／　Ｄコンバータとを有
することとした第１項に記載の地上位置システム受信装
置。

（５）　　前記コード生成手段は前記複数のゾリフプロ
セッサの各々につき１個ずつコード生成回路を有するこ
ととした第１項に記載の地上位置システム受信装置。

（６）前記プリプロセッサの各々は第１、第２および第
３の遅延手段とエチャンネルマルチダライヤ群およびＱ
チャンネルマルチシライヤ群として配した第１および第
２の複数のマルチシライヤを有し、これら第１および第
２の複数のマルチシライヤはそれぞれ前記固定周波数変
換手段と接続して工およびＱディジタイズ化ワードを受
け取ってそれら工およびＱディジタイズ化ワードのサン
プリングを行なう「アーリ」工およびＱｒｆロンシト」
（工およびＱ）および「レイト」　（工およびｑ）マル
チプライヤの組を有し、さらに前記コード生成手段はこ
れを「アーリ」工およびＱマルチシライヤおよび前記第
１の遅延手段と接続し、この第１の遅延手段はこれをさ
らに工およびＱ「プロンプト」マルチシライヤおよび第
２の遅延手段と接続し、この第２の遅延手段はこれをさ
らに工およびｑ「レイト」マルチシライヤと接続するこ
とにより、前記第１および第２の複数のマルチシライヤ
に対して「アーリ」、「プロンプト」および「レイト」
のコード位相を生成し、さらに第１および第２の複数の
エチャンネルアキュミュレータおよびｑチャンネルアキ
ュミュレータを前記演算手段と前記第１および第２の複
数のマルチシライヤにそれぞれ作動的に接続することに
より、該演算手段に対する工に、ＱθおよびＩＰ、（４
Ｆおよび工Ｌ　、　Ｑ、ＩＩ　？ンゾル化信号を形成す
るようにし九第１項に記載の地上位置システム受信装置
。

（７）前記演算手段はこれを前記第１および第２の複数
のエチャンネルアキエミュレータおよびＱチャンネルア
キスミ３．７−タと接続することにより、キャリヤルー
シトラッキング、ニーＦ　、　、シトラッキングおよび
信号振幅見積りを行なうようにした第１項に記載の地上
位置システム受信装置。

（８）　　前記演算手段はコード位相およびキャリヤ位
相の見積りを行なうための手段と、受け取った地上位置
システム受信装置信号のコード位相、キャリヤ位相およ
び信号振幅を同時に検索することにエリ、コード位相お
よびキャリヤ位相の見積りの平均２乗誤差を最小限とす
るための手段とを有するゾロセッサを含むようにした第
７項に記載の地上位置システム受信装置。

（９）　　前記演算手段はプロセッサを有し、このプロ
セッサは、 ａ）工およびＱディジタルワードのＮ個のナングルリ所
定の和が加算されたときにゾロセッサに割込みを行なう
ための手段と、 ｂ）前記工およびＱデイジタルワ−げのＮ個のサンプル
の各々の所定数をレゾルバ手段に入力するための手段と
、 Ｃ）前記工およびＱディジタルワードに対してキャリヤ
レゾリュージョン処理を行なって工′およびＱ′（逆旋
回）信号を繰り返し生成して所定数の工′およびＱ′倍
信号蓄積するための手段と、ｄ）該工′およびＱ′倍信
号用いてニーげ位相を見積るための手段と、 ｅ）見積ったニーに位相を記憶するための手段と、 ｆ）前記工′およびＱ′倍信号用いてキャリヤ位相を見
積るための手段と、 ｇ）見積ったキャリヤ位相を記憶するための手段と、 ｈ）コードマスタの加算を行なってコード位相の見積り
結果を定めるとともに、ゾリノロセッナのニーー生成手
段における前記（ｎ−１）　、ｎ、　（ｎ＋１）割真回
路に対する制御コマンドを決定するための手段とからな
るようにした第７項に記載の地上位置システム受信装置
。

ｉｌｌ　　前記ニーげ位相およびキャリヤ位相を見積る
ための手段は、ｆＣＸセッサを有し、このゾロセッサは
、 ａ）所定数のエンベロープを、それぞれ所定数のコード
位相とひとしい数の工およびＱ対の相関応答から見出す
ための手段と、 ｆｉ）　（ａ）にコード位相の連続関数を乗じた複数の
エンベロープを含む連続位相／振幅エンベロープ応答を
画定するための手段と、　　　 Ｃ）前記連続エンベロープ応答から振幅が最大のエンベ
ロープを選択するための手段と、ｄ）前記振幅が最大の
エンベロープにもつとも近いエンベロープから２つの振
幅応答のうちより大きなものを選択するための手段と、 ｅ）前記（Ｃ）および（ａ）で選択した２つのエンベロ
ープの極大値間のコード位相間隔を検索して前記（ｋｌ
）で画定した連続位相／振幅エンベロープ応答のピーク
値を求めてそのピーク位相位置をもってコード位相の見
積値とするための手段と、ｆ）相関応答の位相ピークお
よび位相から工位相ぎ−りおよびｑ位相ぎ−クを評価す
るための手段と、 ｇ）２のアーリタンジェントを用いてＱ位相ぎ−りおよ
び工位相ピークからキャリヤ位相を見積るするための手
段とからなるようにした第９項、に記載の地上位置シス
テム受信装置。

（Ｉ１）　　前記演算手段は追跡すべき各宇宙飛行体の
ためのレゾルバ手段を有し、このレゾルバ手段はキャリ
ヤトラッキングレゾルバおよびコードトラッキングレゾ
ルバを有し、各レゾルバ手段は後続する信号処理のため
の逆旋回工′およびＱ′値を得る角度だけ、入力した工
およびＱサンプルの位相空間を回転させる機能を実行す
る工うにした第１項に記載の地上位置システム受信装置
。

以上本発明の実施例につき各種記載してきたが、本発明
による地上位置システム受信装置は、記載の実施例に対
して適宜追加ないし変更を行なって実施してもよいこと
はいうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図から第１Ｃ図は本発明による地上位置システム
受信装置のアンテナ／−１リアンプ回路、ミキサ、１１
７２７段および周波数合成回路を示す概略回路図、ｇ２
図は本発明による地上位置システム受信装置においてキ
ャリヤ変調地上位置システム受信装置信号からディジタ
イズ化信号を生成するための同相（Ｉ）および直角移相
（Ｉ回路およびＡ　／　Ｄコンバータ回路を示す概略ブ
ロック図、第６図は本発明による地上位置システム受信
装置におけるディジタル信号処理用のプリプロセッサを
示すブロック図、第４ａ図はディジタル信号処理プリプ
ロセッサの各々に用いる信号処理プリプロセッサを示す
概略デ四ツク図、’ｌｃ　Ａ　ｂ図はコード合成回路出
力の直接および各０．５チツプ遅れ後におけるタイミン
グ関係を示す波形図、第５図はマイクロプロセッサにお
いて実行される信号処理機能を説明するためのフローチ
ャート、第６図はキャリヤおよびコードのトラッキング
を行なうのに用いるレゾルバ回路を示す概略ブロック図
、第７ａ図および第７ｂ図は相関応答の３種類の複素サ
ンプルからキャリヤ位相およびツー１位相を見積るため
の手順を示すフローチャート、第８図は第７ａ図および
第７ｂ図の複素サンプルから得た相関エンペローゾ応答
を示すグラフ図、第９ａ図および第９ｂ図はキャリヤお
よびニーｒのトラッキングを行なうためのアルプリズム
を示す７０−チャー）、第１０図はニーＰマスタアキュ
ミュレータの動作を示すフローチャート、！１１ａ図な
いし第１１（Ｉ図は第４ａ図に示す１．２．３割算回路
が第９ａ図に示す歩進／遊歩進コマンドに対して応答す
る様子を示す波形図、第１２ａ図および第１２ｋ）図は
それぞれＱ平面および工平面に投影した投影相関三角形
を示すチャート図である。 １０・・・アンテナ／ゾリアンゾ回路、２４・・・２段
下方変換型ＲＩＰモジュール、３８・・・演算手段（コ
ンピュータ二マイクロプロセッサ）、 １１２．１１４，１１６，１１８．１２０・・・プリプ
ロセッサ、 １２２．１２４，１２６，１２８．１３０・・・コード
生成回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ａ）周波数合成手段と、 ｂ）この周波数合成手段と作動的に接続して、複数の宇
   宙飛行体から受信した地上位置システム受信装置信号を
   下方に変換してベースバンドの同相（Ｉ）信号および直
   角移相（Ｑ）信号を合成することによりそのデイジタル
   ワードを所定のビット長として生成するようにした固定
   周波数変換回路と、 ｃ）信号処理手段とからなり、 前記信号処理手段はコード生成手段と、複数の宇宙飛行
   体信号プリプロセツサと、演算手段とからなり、 前記コード生成手段はこれを前記周波数合成手段と作動
   的に接続してコードロック信号を受け取るようにし、 前記宇宙飛行体信号プリプロセツサの各々はこれを前記
   固定周波数変換回路および前記コード生成手段と作動的
   に接続して、前記同相および直角移相のデイジタルワー
   ドおよび１個の宇宙飛行体に対してアーリ（ＩＥ、ＱＥ
   ）、プロンプト（ＩＰ、ＱＰ）、レイト（ＩＬ、ＱＬ）
   複素応答値の同相および直角移相信号の信号を選択的に
   調時された信号として受け取つて、前記演算手段のため
   のアーリ、レイト、プロンプト相関出力を生成すること
   により、複数の宇宙飛行体信号プリプロセツサが同一の
   ＩおよびＱベースバンド信号に応じて動作して、前記演
   算手段のためのアーリ、レイト、プロンプト、相関信号
   を各宇宙飛行体に特有の信号として生成し、 前記演算手段はこれを前記複数の宇宙飛行体信号プリプ
   ロセツサ、前記コード生成手段および前記周波数合成手
   段と接続することにより、所定の基本的地上位置システ
   ム受信装置信号処理機能を実行するようにしたことを特
   徴とする地上位置システム受信装置。