JPS62221213A - 位相が約９０゜離れている２つの信号を制御する回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の分野］ 本発明は、位相が約９０°鍾れている２つの信号を制御
し、特許請求の範囲第１項の前文に記載されているよう
に位相差が正確に９０°で正確に等しい振幅を有する２
つの信号波形を得る回路に関する。

［従来の技術］ この種の制御装置は、西ドイツ特許広報ＤＥ−Ａ−３３
１３８６７号の第１図と８頁の１行目から１１頁の６行
目で説明されており、位相制御段と振幅ＩＩＩ　１１１
段とを備えている。制御回路は、受信された複合無線周
波数信号−この場合複合色信号−を゛第３の方法″′を
使用する無線周波数直角位相ミキサによってベースバン
ドに直接変換するスーパーヘテロゲイン受信機の一部分
を形成し、上側波体と下側波体は互いに位置されている
。可聴周波数直角位相ミキサによって、複合信号は通常
のＡＦｌｉｉに変換され、望ましくない側波体が抑制さ
れる（　”Ｐｒｏｃ　、Ｉ　ＲＥ”　、１９５６年１２
月、１７０３−１７０５頁、”Ａ　　ＴｈｉｒｄＭｅｔ
ｈｏｄ　ｏｆ　　Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ａｎｄ　Ｄｅ
ｔｅｃＨｏｎ　ｏｆＳ　ｉｎｇｌｅ　−３ｉｄｅ　ｂａ
ｎｄ　　Ｓｉｇｎａｌｓ”を参照）。

この様な回路では、特にＰＡＬまたはＮＴＳＣテレビ規
格による伝送された複合テレビ信号を変換するのに使用
されると、２つの直角位相信号路、つまり第１および第
２の直角位相アナログ信号路には、画面妨害と可聴信号
障害が生じる恐れがあるため位相差が正確に９０’であ
り、振幅が同一である必要である。

従来の制御回路の欠点は、位相制御段が無線周波数直角
位相ミキサの無線周波数発信器の感度のよい９０°位相
シフトで動作するということである。もう一つの欠点は
、位相偏移がベースバンドの位相比較、つまり低周波数
で決定され、直接変換技術では周波数差が大きいために
制御の面で望ましくない高周波数サイドで位相調節され
るということである。さらに、従来技術の制御回路の欠
点は、振幅制御段が純粋な振幅変化にしか応答しないと
いうことである。反対に、２つの信号路が同じ振幅であ
ると、２つの直角位相アナログ信号の等しい周波数の成
分の振幅が同じである。

［発明の解決すべき問題点］ 従って、本発明の目的は、位相が約９０°離れている２
つの信号を制御し、正確に９０°の位相差を得て各周波
数成分に関してできるだけ等しい振幅にするような、少
なくとも部分的にモノリシック集積に適合する制御回路
を提供することである。

［実施例］ 本発明の基本概念は、第１および第２の直角位相アナロ
グ信＠Ｓ１、Ｓ２をデジタル化し、アナログ値の代わり
にデータを処理するデジタル回路によって位相および振
幅υ１ｕｌｌを行なうことである。位相制御段ｐｒは無
線周波数側にフィードバックを有さず、測定された位相
差に従って２つのデジタル化された直角位相アナログ信
号のデータを変化させる。２つのデジタル化された直角
位相アナログ信号を第１および第２の直角位相アナログ
信号Ｓ１、Ｓ２から区別するために、以下“第１のデジ
タル信号ｄ１”と“第２のデジタル信号ｄ２”と呼ぶ。

位相制御段ｐ「によって出力された信号は、第１および
第２の位相補正されたデジタル信号ｐ１、ｐ２である。

制御回路ｒの２つの出力信号は、第１および第２の直角
位相信号ｑ１、ｑ２であり、この様にして、２つの補正
されたデジタル信号を表わす。これら第１および第２の
直角位相信号ｑ１、ｑ２６よび第１および第２の位相補
正されたデジタル信号ｐ１、ｐ２は振幅制御段ａ「に供
給される。この振幅ｔＩＩＩＩＩ１段ａ「においては、
第１および第２の直角位相信号ｑ１、ｑ２の振幅値はで
きるだけ同一の信号周波数で比較され、比較から生じた
差値は第１および第２の位相補正されたデジタル信号ｐ
１、ｐ２の振幅を補正するのに使用される。

第１および第２の直角位相アナログ信号ｓ１が複合色信
号を含む場合、画ｆＩＩ搬送波は水平同期パルスの期間
だけ一定振幅と一定周波数で送信されるので、前記期間
の間にのみ振幅が比較される。水平同期パルス期間以外
には、変調された自機、色、および１以上の変調された
音声搬送波の一定ではない振幅と周波数の混合したもの
が主として現われる。

第１および第２の直角位相アナログ信号Ｓ１、Ｓ２が純
粋な可聴信号であると、振幅制一段ａｒ中の振幅比較は
第１および第２の直角位相信号ｑ１、ｑ２の自乗数機平
均（ＲＭＳ）ｌｉ［を比較するという特性に基づいてい
る。このようにして等しい周波数成分の振幅比較かの十
分に近くなる。

本発明の特別の利点は、第１および第２の直角位相アナ
ログ信号Ｓ１、Ｓ２を元にする２つの信号路のデジタル
化および位相制御段ｐｒと振幅制御段ａ「の構成が無線
周波数側で影響を阻止するだけでなく、デジタル化が第
１および第２の信号路の望ましくない相互作用を阻止す
ることである。さらに、デジタル化によって配列段階が
なくとも２つの信号路の所望の精度と同一性を達成する
ことができる。これは、使用されたデータワード幅にの
み依存する。位相および振幅制御の精度は非常に高いた
め、無線周波数直角位相ミキサに必要とされる精度はモ
ノリシック集積回路で実現される程度まで減少される。

第１図では、無線周波数直角位相ミキサ（図示されない
）から入来する第１および第２の直角位相アナログ信号
Ｓ１と５２は第１および第２のアナログ−デジタル変換
器Ｗ１およびＷ２に供給され、それぞれ部制御回路ｒの
１入力に供給される第１および第２のデジタル信＠ｄ１
とｄ２に変換される。制御回路ｒでは、第１および第２
のデジタル信号ｄ１とｄ２がそれぞれ位相ｉｌｌ　ｔｉ
ｌ１段ｐｒの１入力に供給され、他の２つの入力はそれ
ぞれ制御回路ｒの出力信号の一つ、つまり第１の直角位
相信号ｑ１と第２の直角位相信号ｑ２を供給される。第
１および第２の位相補正されたデジタル信＠ｐ１とｐ２
は振幅制御段ａｒに供給される。２つの追加入力によっ
て、第１および第２の直角位相信号ｑ１とｑ２が振幅制
御段ａｒに供給される。振幅制御段ａ「からの信号は制
御回路ｒの出力信号、つまりさらに処理するための低周
波数直角位相ミキサに供給される第１および第２の直角
位相信号ｑ１、ｑ２である。

第２図のａは、位相制御段ｐｒの第１の実施例のブロッ
ク図である。第１の乗算器１の２つの入力は、第１の直
角位相信号ｑ１と第２の直角位相信号ｑ２をそれぞれ供
給され、乗・算器の出力は低域通過フィルタｔの入力に
接続され、その出力である位相制御１ｌｆｔｉｐは第２
の乗算器ｎ＋２の第１の入力に供給される。第１および
第２の直角位相信＠ｑ１とｑ２の位相が正確に９０゛異
なると、位相制御値ｐは０である。乗算器ｉ２の第２の
入力は位相制御段ｐｒの第１の出力信号である第１のデ
ジタル信号ｄ１と共に現われる。この第１のデジタル信
号ｄ１はこの実施例では、第１の位相補正されたデジタ
ル信号ｐ１と同一である。第２の出力信号は第２のデジ
タル信号ｄ２と第２０乗算器ｍ２の出力信号から加算器
ａｄで形成された合計信号である第２の（を相補正され
たデジタル信号ｐ２である。

第２図のｂは、位相制御段ｐｒのもう一つの実施例であ
る。第１および第２の直角位相信号ｑ１とｑ２の乗算と
低域通過フィルタの動作によって生じる位相制御［１ｌ
Ｉｉｉｐは、第２の入力に第２の位相補正されたデジタ
ル信号ｐ２でもある第２のデジタル信号ｄ２が供給され
ている第３の乗算器ｍ３の第１の入力に供給される。第
３の乗算器１３の出力は、被減数入力ｍに第１のデジタ
ル信＠ｄｌが供給されている第１の減算器Ｓｂｌの減数
入力Ｓに供給される。第１の減算器ｓｂ１によって出力
された信号は第１の位相補正されたデジタル信号ｐ１で
ある。

実施例によれば、位相制御１ｍ１ｐと第１または第２の
デジタル信号ｄ１、ｄ２は第２のデジタル信号ｄ２に加
算される乗算値または第１のデジタル信号ｄ１から減算
される乗算値を形成する。結果としての第２または第１
の位相補正されたデジタル信号ｐ２、ｐｌは正確な位相
位置を有する。しかし振幅値はまだ一致していない。一
方、前記位相制御は元の振幅比を変化させ、他方、振幅
エラーは、エラーのある無線周波数直角位相混合および
２つのアナログ信号伝送路の間の相違によって生じる。

振幅の均等性は位相制御段ｐ「に続く振幅制御段ａｒで
回復される。

第３図のａは、振幅制御段ａｒの第１の実施例のブロッ
ク図である。第１の位相補正されたデジタル信号ｐ１は
この段の出力信号の一つ、つまり第１の直角位相信号ｑ
１であり、第１の振幅比較器ａｖ１の被減数入力１ｍに
供給される。この第１の振幅比較器ａｖ１の減数入力Ｓ
は第４の乗算器Ｉ４からの信号である第２の直角位相信
号ｑ２を与えられる。第１の振幅比較器ａｖ１の出力は
、出力である振幅制御ＩｌｌＩＩｇが第４の乗算器ｍ４
の第１の入力に供給される平均化装置ｆの入力に結合さ
れる。従って、第４の乗算器Ｉ４は積の値、振幅制御１
（ｉｆｆＱと第２の入力で供給される第２の位相補正さ
れたデジタル信号ｐ２を形成する。積の値は第２の直角
位相信号ｑ２である。

振幅制御段ａｒの別の実施例では、第３図のｂに示され
るように、第１の直角位相信号ｑ１は振幅制御Ｉｌｌと
第１の位相補正されたデジタル信号ｐ１とを第５の乗算
器ｉ５で乗算することによって発生される。振幅補正は
、第３図のａの第１の振幅比較器ａｖｌと異なって第１
の位相補正されたデジタル信号ｐ１について行われるの
で、第２の振幅比較器ａｖ２の被減数入力ｍと減数入力
Ｓは第１の振幅比較器ａｖｌの場合とは第１および第２
の直角位相信号ｑ１、ｑ２に関して相互に交換される。

第２の振幅比較器ａｖ２の被減数入力ｍは第２の位相補
正されたデジタル信号ｑ２でもある第２の直角位相信号
ｑ２を与えられる。第２の位相比較器ａｖ２の減数入力
Ｓは第５の乗算器１５からの信号である第１の直角位相
信号ｑ１を供給される。第２の振幅比較器ａｖ２の出力
は、出力である振幅制御１１ｃ＋が第５の乗算器Ｉ５の
第１の入力に供給される平均化装置ｆ’の入力に接続さ
れる。第５の乗算器−５の第２の入力は第１の位相補正
されたデジタル信号ｐ１が与えられる。

２つの振幅比較器ａｖｌとａｖ２は基本的に減算器であ
り、そのためその入力は“被減数入力”、ｍｌと゛減数
入力”　ｓと称される。第４および第５の乗算器１４、
第５は前記従来技術の信号増幅器に相当する。

第４図は、第１の振幅比較器ａｖｌまたは第２の振幅比
較器ａｖ２の１実施例のブロック図である。

各振幅比較器は被減数入力ｍ′と減数入力Ｓ′の前に接
続された第１の振幅エバリュエータｅ１および第２の振
幅エバリュエータｅ２を有する第２の減算器ｓｂ２から
なる。入力信号は第３図のａおよびｂと同じように割当
てられる。キーパルスｈの期間に、各人カデｒりは振幅
エバリュエータｅ１、ｅ２に転送される。キーパルスｈ
は、好ましくは水平同期パルスの期間中に複合色信号の
場合にここで説明されない別の回路によって発生され、
振幅エバリュエータｅ２にも供給される。第２の減算器
Ｓｂ２からの信号は振幅Ｉｌｌ　ｉｌｌ　ｄｉ　ａを発
生する平均化装［ｆの入力に供給される。

前記実施例では、第１および第２の振幅エバリュエータ
ｅ１、ｅ２は測定期間中、特に複合色信号の水平同期パ
ルスの期間中、各振幅の最大部の絶対値を決定する絶対
値装置であり、振幅の最大部は個々の測定値の包格線を
形成することによって平均的最大値として個々の比較に
よってまたは数学的に決定される。

一方、第１および第２の振幅エバリュエータｅ１、ｅ２
は、特に第１および第２の直角位相信号ｑ１、ｑ２が複
合可聴信号からの信号である場合、自乗平均根装置であ
ってよい。この場合、キーパルスｈによるキーは必要で
はない。さらに、第１および第２の振幅エバリュエータ
ｅ１、ｅ２中にフィルタ回路を使用すると、特定の周波
数範囲に関する振幅測定が改良される。

第５図のベクトル図は、第２図のａの位相制御段と第３
図のａの振幅制御段の実施例に関係して位相が９０°異
ならない第１および第２のデジタル信号ｄ１、ｄ２に関
する制御回路ｒの動作を示す。

第１のデジタル信号ｄ１、第１の位相補正されたデジタ
ル信号ｐ１、および第１の直角位相信号ｑ１を表わすベ
クトルは水平である。

第１のデジタル信号ｄ１からの第２のデジタル信号ｄ２
を表わすベクトルの角距離は前記のように９０’より小
であり、このベクトルの大きさは第１のデジタル信号ｄ
１のベクトルの大きさより小さい。位相差は９０°以下
であるので、位相制御ｌ＋　６１ｉｐは負である。第１
のデータ信号ｄ１と位相制ｗｉｐの積の値として第２の
乗算器ｍ２で得られる位相補正されたｌ！ｐｄ１は、第
１のデジタル信号ｄ１のベクトルの方向を正であるとす
ると、負である。

第２のデジタル信号ｄ２と位相補正１［ｐｄｌのベクト
ル加御によって、第２の位相補正されたデジタル信号ｐ
２に相当する垂直ベクトルが生じる。このベクトルの位
置は第１のデジタル信号ｄ１から正確に９０”の位相差
を有するが、ベクトルの大きさはまだ第１のデジタル信
号旧のベクトルの大きさに等しくない。振幅制御段ａ「
では、振幅制御１ｆａＱが第２の位相補正されたデジタ
ル信号ｐ２と乗算され、この積ｇｘｐ２は補正された振
幅と正確な位相位置の第２の直角位相信号ｑ２をあられ
す。それによって制御回路ｒの制−処理が完成する。

残留搬送波と共に残った残留側波帯を抑制するために、
同一の低域通過フィルタが第１および第２の信号路のＬ
Ｆ側に要求される。ベースバンド内の歪みを抑制するた
めに、フィルタのナイキストストロープの位置と尖鋭さ
は使用される残留側波帯転送の種類によって選択される
。これら低域通過フィルタは、それぞれ、第１のアナロ
グ−デジタル変換器ｓｖｌと制御回路ｒの関連する入力
との間、および第２のアナログ−デジタル変換器ｗ２と
関係する制御回路入力との間に同一の周波数応答の第１
および第２のデジタル低域通過フィルタとして挿入され
ることが好ましい。これによって、同一の振幅および周
波数、特性が両方の信号路で得られる。デジタルフィル
タはモノリシック集積に適する。この様なデジタルフィ
ルタは製造工程における変化やエージング工程の影響を
受けず、もちろん、整列される必要はない。第１および
第２のアナログ−デジタル変換器Ｗ１、Ｗ２はベースバ
ンド上の信号周波数を抑制するために簡単なアナログフ
ィルタ段を前置しなければならない。この様なフィルタ
段は多数の個々のフィルタ部分からなる。このフィルタ
段は、抵抗、キャパシタ、および電流源のような集積で
きる手段と適合する。この様に、パ第３の方法パによっ
て無線周波数複合信号からベースバンドに直接周波数変
換する制御回路ｒによって、消費者用装置に適した周波
数変換方法を行なう装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、制御回路のブロック図であり、第２図のａお
よびｂは、位相ＩＩＩ　１１１段の２つの実施例のブロ
ック図であり、第３図のａおよびｂは、振幅制御段の２
つの実施例のブロック図であり、第４図は、振幅比較器
の１実施例のブロック図であり、第５図は、ｌｌｌ−回
路の動作を説明するベクトル図である。 Ｓ」、Ｓ２・・・直角位相アナログ信号、ｒ・・・制御
回路、Ｗｌ、Ｗ２・・・アナログ−デジタル変換器、旧
、ｄ２・・・デジタル信号、ｑｌ、ｑ２・・・直角位相
信号、ｐｒ・・・位相制御段、１、ｌ１１２．１１３　
・・・乗算器。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相比較器と低域通過フィルタとを備える位相制
   御段と、 第１または第２の振幅比較器、平均化装置、および信号
   増幅器とを備える振幅制御段とを備えている位相が正確
   に９０°異なり正確に等しい振幅を有する２つの信号波
   形を得るために位相が約９０°離れている２つの信号（
   第１および第２の直角位相アナログ信号）を制御する回
   路において、制御回路がデジタル回路であり、 第１および第２の直角位相アナログ信号が、第１のデジ
   タル信号を出力する第１のアナログ−デジタル変換器と
   第２のデジタル信号を出力する第２のアナログ−デジタ
   ル変換器とにそれぞれ供給され、 第１および第２のデジタル信号が、第１の直角位相信号
   と第２の直角位相信号とを出力する制御回路のそれぞれ
   の入力に供給され、 第１の位相補正されたデジタル信号と第２の位相補正さ
   れたデジタル信号とを出力する位相制御段の位相比較器
   が、第１および第２の直角位相信号を供給される第１の
   乗算器とその出力が供給される低域通過フィルタと、こ
   の低域通過フィルタの出力が位相制御値として第１の入
   力に供給される第２または第３の乗算器とを有し、 これら第２または第３の乗算器においては、第２の乗算
   器の第２の入力が第１の位相補正されたデジタル信号で
   ある第１のデジタル信号を供給され、第２の乗算器の出
   力信号と第２のデジタル信号が加算器の１入力に供給さ
   れ、その出力である合計信号が第２の位相補正されたデ
   ジタル信号となるか、または、 第３の乗算器の第２の入力が第２の位相補正されたデジ
   タル信号でもある第２のデジタル信号を供給され、第３
   の乗算器からの出力信号と第１のデジタル信号がそれぞ
   れ第１の減算器の減数入力と被減数入力とに供給され、
   その出力が第１の位相補正されたデジタル信号となり、 出力信号が第１および第２の直角位相信号である振幅制
   御段に備えられた信号増幅器が、第１の入力が第１また
   は第２の振幅比較器の出力に接続される入力を有する平
   均化装置からの振幅制御値を供給される第４または第５
   の乗算器であり、振幅制御段が各周波数成分の振幅を実
   質上同一の値に調節し、 前記第４または第５の乗算器においては、第４の乗算器
   の第２の入力が第２の位相補正されたデジタル信号を供
   給され、第１の位相補正された信号が第１の振幅比較器
   の被減数入力に供給される第１の直角位相信号であり、
   第４の乗算器の出力が第１の振幅比較器の減数入力に供
   給される第２の直角位相信号であるか、または、 第５の乗算器の第２の入力が第１の位相補正されたデジ
   タル信号を供給され、第２の位相補正されたデジタル信
   号が第２の振幅比較器の被減数入力に供給される第２の
   直角位相信号であり、第５の乗算器の出力が第２の振幅
   比較器の減数入力に供給される第１の直角位相信号であ
   ることを特徴とする位相が約９０°離れた２つの信号を
   制御する回路。
2. （２）第１または第２の振幅比較器が、第２の減算器の
   被減数入力に接続された出力を有する第１の振幅エバリ
   ュエータの側に被減数入力を備え、第１または第２の振
   幅比較器が、第２の減算器の減数入力に接続された出力
   を有する第２の振幅エバリュエータの側に減数入力を備
   え、 平均化装置が第２の減算器の出力に接続されていること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の制御回路。
3. （３）第１および第２の直角位相アナログ信号がベース
   バンドに変換された複合色信号または可聴信号から導出
   されているを特徴とする特許請求の範囲第１項または第
   ２項記載の制御回路。
4. （４）制御回路と第１および第２のアナログ−デジタル
   変換器が少なくとも部分的に集積回路技術を使用して構
   成され、 第１および第２のアナログ−デジタル変換器に先行して
   ベースバンドより上の信号周波数を抑制するアナログフ
   ィルタ段が設けられ、 第１のデジタル低域通過フィルタが、第１のアナログ−
   デジタル変換器と制御回路の関係する入力の間に備えら
   れ、同じ周波数応答を有する第２のデジタル低域通過フ
   ィルタが第２のアナログ−デジタル変換器と制御回路の
   関係する入力との間に備えられていることを特徴とする
   特許請求の範囲第３項記載の制御回路。
5. （５）第１および第２の振幅エバリュエータが、測定期
   間、特に複合色信号の水平同期パルス期間に各振幅の最
   大値の絶対値を決定する絶対値装置であり、振幅最大値
   が個々の比較によってまたは数学的に個々の測定から包
   格線を形成することによって平均的最大値として決定さ
   れるか、 または第１および第２の振幅エバリュエータが、特に入
   力信号が複合可聴信号であるときに自乗平均根装置であ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第２項または第３項
   記載の制御回路。