JPS62210738A - ２線４線変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の技術分野） 本発明は、受話信号路と送話信号路とが同一の伝送ルー
トで構成される２線回線を、受話信号路と送話信号路と
がそれぞれ別の伝送ルートで構成される４線回線に変換
する２線４線変換回路に関するものである。

（従来技術とその問題点） この種の回路はハイブリッド回路と呼ばれ、長距離伝送
路を市内外又は構内伝送系に接続する搬送装置、交換装
置等においては２線４線変換装置の設置が必須であるが
、４線区間の受話側から送話側への回り込み漏洩減衰量
を一定以上確保することが所要の回線安定度及び回線品
質を維持するために必要である。

このような交換装置における２線４線変換方式において
、側音特性を保つために種々の回路方式が提案されてい
る。まず、ハイブリッドトランスを用いたものがあるが
、トランス自体高価である。

次に差動増幅器を用いたブリッジ形式のものがある。こ
れは通常のライントランスを利用できる利点がある。ま
た、最近ＰＣＭコープイックを使用した通話回路がある
。しかし、コープイックの受話側出力は、シングルエン
ドでは電話回線を駆動するだけの振幅がとれないので、
これを補償するために、差動出力をとり出せるようにし
たコーデックがある。

この受信側の差動出力増幅器と送話側の差動入力増幅器
を用いてハイブリッド回路を構成すると、コープイック
以外に増幅器を必要としない。しかるに、差動出力を持
つ受話側増幅器を用いると、ハイブリッド回路の構成が
やや困難となる。この場合の従来回路の例を第１図に示
す。ここで、Ｔは音声結合用トランス、■は受話信号、
■、は送話信号、１は送話増幅器、２−１．２−２は受
話増幅器である。この例において、点Ａのｔ位ｖａは、
ここで、Ｚは２線回線側をみたインピーダンスである。

点りの電位■。

ＺｌｌＺＺ （１）、　（２）式より、送話増幅器１の出力電圧であ
る送話信号ｖ０を求めると、 Ｖ＠　＝　ｋ　（ＶＤ　−ＶＡ） ここで、回り込みが零す蛛わちハイブリッド回路のバラ
ンスが取れる条件を求めると、”１＝Ｏより Ｚ！　　　　Ｚ ＺＩ　　　　Ｒ となり、よく知られたブリッジの平衡条件を得る。

このときは出力電圧となる送話信号ｖ０は出す、バラン
スがとれていることになる。

しかしながら、この構成をとると次のような欠点があっ
た。すなわち、ＺＩ、Ｚｇは受話側の出力増幅器の駆動
能力を考慮してｌＺｉ、　１Ｚｚｌ　＞Ｒに設定しなけ
ればならない。すなわち、通常はＩ２１１，１２２１　
＝１ＯＲ，Ｒ−６００Ωである。

次に、ｒｌ、ｋｒｌであるが、ｒ　、、　ｋｒ、の影響
がハイブリッドのバランスに現れないように　ｆ、＞Ｉ
　ＺＩ４．ＩＺｚｌ　ニする必要がある０通常は、ｒ。

９８１００１　Ｚｌｌ、　１００　＋　’ｚｇｌすなわ
ち、ｒ、は１００にΩ程度の値である。さらに、送話側
増幅器で利得を取るとｋ＞１となり、ｋｒ、は益々大き
な定数となる。このため、ｋｒ、は通常数百にΩから数
ＭΩとなり、抵抗値が高くなり、ハム等の誘導により雑
音特性が極めて悪化することになる。

（発明の目的） 本発明は、送話側増幅器でのインピーダンスを下げて雑
音特性の劣化を防ぐように改良した２線４ｍ変換回路を
提供するものである。

（発明の構成） この目的達成のために、本発明の２線４線変換回路は、
平衡受話出力と差動送話入力を有する２線４線変換回路
において、前記平衡受話出力の一方は終端抵抗を介して
２線側回路の一方の端子に接続され、前記平衡受話出力
の他方は前記２線側回路の他方と接続され、前記平衡受
話出力相互間には２つの平衡回路が互いに直列に接続さ
れた状態で挿入され、前記２線側回路の一方の端子と前
記２つの平衡回路の前記直列接続点は前記差動送話入力
として差動送話増幅器にそれぞれ−に倍と（１＋ｋ）倍
の利得をとるように接続され、前記終端抵抗の値Ｒと前
記２つの平衡回路のインピーダンスＺ＋、Ｚｚ　と前記
２線側回路のインピーダンスＺと前記差動送話増幅器の
利得ｋが Ｚｌ　：　ＺＺ＝　（（２ｋ＋１）　＋Ｚ／Ｒ）：　（
１＋（２ｋ＋１）Ｚ／Ｒ１の関係になるように設定され
ていることを特徴とする構成を有している。

以下本発明の詳細な説明する。

第２図は本発明の原理的構成図である。ここで、Ｔは音
声結合用トランス、■は受話信号、ｖｏは送話信号、１
は送話増幅器、２−１．２−２は受話増幅器、Ｒは終端
抵抗、ＺＩ、Ｚｚは平衡インピーダンスである。

第１図において、点Ａの電位ｖＡは また、点りの電位ＶＤは Ｚ２＋Ｚ＋ 出力信号となる送話信号ｖ０は Ｖｏ　　＝−ｋｖＡ　　＋（１＋ｋ）Ｖ。

平衡がとれる条件は、ｙ０＝Ｑであるからｋ（Ｚ−Ｒ）
　＋（１＋ｋ）（ＺＩＲ）Ｚ　＋　Ｒ＋２ｋ　Ｚ １＋（２ｋ＋１）Ｚ／Ｒ 以上の結果から ｚ、　：　ｌ＝　（（２ｋ　＋１）＋Ｚ／Ｒ）：　（１
＋（２ｋ　＋１）　ＸＺ／Ｒ）となる条件をＺ、、Ｚｔ
に与えれば、平衡がとれることになる。

このように構成した場合、ｒ、及びＺｔ、Ｚｚは大きく
ても数十にΩ程度のインく−ダンスで実現できるため、
送話側増幅器に接続されるインピーダンスを高くする必
要はない。従って、ハム等の誘導雑音妨害を受は難い回
路構成とすることができる。

第１表は、２線回線側を見たインピーダンスを２種類の
回線について実測したもので、ＩＺｌはその絶対値を、
φは位相を示している。これらの２種類のインピーダン
スに対して総体的にバランスをとるように求めたＺＩ−
Ｚｚの定数をｋ　＝２．８２゜Ｒ＝７１５Ωに対して求
めたものが第３図である。

第３図のＺ、は第４図のＺＩに置きかえても実用上十分
である。さらに、このＺ　Ｉ、Ｚ　ｚを用いた時の回り
込み減衰量を計算すると、第２表のように第　　１　　
表 回線１　　　　　　　回線２ ３００　　９９１　　−１３．０　　　１１２３　　−
１２．７４００　　９３４　　−１５．１　　　１０４
４　　−１６．２５００　　８９９　　−１７．０　　
　９９９　　−１８．６６００　　８７１　　−１９．
０　　　９６３　　−２０．８７００　　８４５　　−
２０．９　　　９２９　　−２３．０８００　　８１９
　　−２２．８　　　８９７　　−２５．１９００　　
７９４　　−２４．５　　　８６５　　−２７．０１０
００　　７７０　　−２６．１　　　８３５　　−２８
．７２０００　　５６３　　−３４．９　　　５９１　
　−３７．５３０００　　４４４　　−３５．５　　　
４５９　　−３７．６４０００　　３７７　　−３３．
３　　　３８７　　−３５．１第　　２　　表 （回線１）　（回線２） チＨｚ　　　　　ｄＢ　　　　　　ｄＢ３００　　　２
Ｂ、３　　　２０．５ ４００　　　２７．７　　　２４．０ ５００　　　２６．７　　　２６．６ ６００　　　２６．２　　　２８．６ ７００　　　２５．９　　　３０．１ ８００　　　２５．９　　　３１．１ ９００　　　２５．９　　　３１．９ １０００　　　２６．０　　　３２．５２０００　　　
２７．６　　　３７．９３０００　　　２８．８　　　
４３．２４０００　　　２９．７　　　４２．８なり、
はぼ一様に満足な値が得られるのがわかる。

（発明の効果） 以上説明したように、本発明によれば、ｒｌ＋ｋｒ、の
抵抗定数を数十にΩ程度におさえることができるため、
従来の回路構成より雑音特性を著しく改善することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の２線４線変換回路の例を示すブロック図
、第２図は本発明の原理的構成を示すブロック図、第３
図と第４図は本発明に用いられる回路素子例を説明する
ための図である。 Ｔ・・・音声結合用トランス、　１・・・送話増幅器、
２−１．２−２・・・受話増幅器、　Ｒ・・・終端抵抗
、Ｚ、、Ｚ２・・・平衡インピーダンス、ｒ　Ｉ＋　ｋ
ｒｌ・・・抵抗。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 平衡受話出力と差動送話入力を有する２線４線変換回路
   において、前記平衡受話出力の一方は終端抵抗を介して
   ２線側回路の一方の端子に接続され、前記平衡受話出力
   の他方は前記２線側回路の他方と接続され、前記平衡受
   話出力相互間には２つの平衡回路が互いに直列に接続さ
   れた状態で挿入され、前記２線側回路の一方の端子と前
   記２つの平衡回路の前記直列接続点は前記差動送話入力
   として差動送話増幅器にそれぞれ−ｋ倍と（１＋ｋ）倍
   の利得をとるように接続され、前記終端抵抗の値Ｒと前
   記２つの平衡回路のインピーダンスＺ＿１、Ｚ＿２と前
   記２線側回路のインピーダンスＺと前記差動送話増幅器
   の利得ｋが Ｚ＿１：Ｚ＿２＝｛（２ｋ＋１）＋Ｚ／Ｒ｝：｛１＋（
   ２ｋ＋１）Ｚ／Ｒ｝の関係になるように設定されている
   ことを特徴とする２線４線変換回路。