JPS62203555A

JPS62203555A - 直流電源回路

Info

Publication number: JPS62203555A
Application number: JP4351686A
Authority: JP
Inventors: Toru Shimizu; 徹清水
Original assignee: Yokogawa Medical Systems Ltd
Current assignee: GE Healthcare Japan Corp
Priority date: 1986-02-28
Filing date: 1986-02-28
Publication date: 1987-09-08

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明はインバータを用いた該インバータの交流出力を
変圧器で昇圧し整流回路で整流後コンデンサで平滑して
直流電圧を得る直流電源回路に関する。

（従来の技術）ＸＩｊｌＣＴ装置においては、直流電源からインバータ
によって交流電力を得、これを昇圧して整流し、Ｘ線管
の高圧直流電源としている。この従来回路を第５図に示
す。図において、２は直流電源１５からの直流電力を交
流電力に変換するインバータで、例えば直列共振形イン
バータやパルス幅変調形（以下ＰＷＭという）インバー
タが用いられている。３は変圧器で、インバータ２の出
力電圧Ｖｔを高圧交流電圧に昇圧する。この変圧器３に
は直列に接続され且つ該接続点が接地された２つの２次
巻線Ｌ１．Ｌｚがあって同位相の誘起電圧を得るように
なっている。４Ａ、４８．４Ｇ及び４Ｄは整流ダイオー
ドで、２次巻線Ｌｒ　、　Ｌ２の電圧を全波整流するよ
うにブリッジ形に接続されている。５Ａ、５Ｂは一端が
接地された平滑用コンデンサで、整流された直流電流の
高周波弁を取除いて平滑化するものである。６はＸ線管
で、上記構成の直流電源回路から陽極に正電圧、陰極に
負電圧を供給されてＸ線を発生するものである。

前記インバータ２の具体例としては、第６図及び第７図
に示すものがある。第６図（イ）に示す回路は直列共振
形インバータである。このインバータにおいて、サイリ
スク７Ａ、７．８はゲートに周波数「０の点弧電圧を印
加されて交互に動作する。サイリスタ７Ａの動作時は、
電源８の正端子−サイリスタフ八−転流リアクドル９の
左半分−転流コンデンサ１〇−負荷１ｌ−ＩＩＩ源８の
負端子の経路で電流が流れる。転流コンデンサ１０が略
充電し終ったとき、サイリスク７Ｂを点弧して動作させ
ると、転流コンデンサ１０の電荷が、転流リアクトル９
の右半分−サイリスク７Ｂ−負荷１１−転流コンデンサ
１０の経路で放電される。これを繰返して、転流リアク
トル９．転流コンデンサ１０及び口筒１１で定まる兵服
周波数ｆＲの正弦波交流を発生する。この出力交流波形
はｒＲ−［０のとき第６図（ロ）に示す波形で、ｆ　Ｒ
＞ｆＯのときは同図（ハ）、ｆｔ＋＜ｆｏのときは同図
（ニ）に示す波形となる。

一方、第７図（イ）はＰＷＭインバータの一例を示す図
で、第６図と同等の部分には同じ符号を付しである。図
中、１２Ａ〜１２Ｄはサイリスタで、第７図（ハ）に示
す導通時期に導通ずるようにゲートに制ｔｉｎ電圧を与
えると、第７図（ロ）に示す方形波交流を負荷１１に出
力する。ダイオード１３Ａ〜１３Ｄは各並列に接続され
たサイリスタ１２Ａ〜１２Ｄの帰還ダイオードで、波形
の整形に寄与している。

前述の第５図の直流電源回路における出力電圧の波形の
一例を第８図、第９図に示す。第８図は第５図のＰＷＭ
インバータを使用した場合の各部の出力波形である。イ
ンバータ２の出力Ｖｔ　　＜第８図（イ）参照）に対し
コンデンサ５Ａ、５ＢにはそれぞれＶａ　、Ｖｂなる電
圧が第８図（ロ）。

（ハ）に示すように現われ、そのリップルはそれぞれＶ
ａｒとＶｂｒで示される。最終出力ｙａｂはその合成で
あってＶａｂ＝Ｖａ　−Ｖｂ　　　　　　　　　−（１）とな
り（第８図（ニ）参照）、リップルはＶ　ａｒ＋Ｖｂｒ
となる。第９図は第６図の直列共撮形インバータを使用
した場合の各部の出力波形図で、Ｖｔ。

■ａ、ｖｂ、ｖａｂは第９図（イ）〜（ニ）で表示され
、この場合の出力ｖａｂのリップルもＶａｒ＋Ｖｂｒと
なる。

（発明が解決しようとする問題点）前述のように従来の直流電源回路では、出力のリップル
量がｖ　ａｒ＋　ｖ　ｂｒとなり、無視できない伍とな
っている。この直流電源回路の出力をＸ線管の陽（侃・
陰極間に印加した場合、Ｘａ管の印加電圧がリップルに
よって変動し、従って、陰極からの電子エネルギーが変
動するため、ＸＩ！エネルギーが一定でなくなって特性
の不安定なＸ線を出力することになる。

本発明は上記の問題点に檻みてなされたもので、その目
的は、リップルの少ない直流電源回路を実現することに
ある。

（問題点を解決するための手段）前記の問題点を解決する本発明は、インバータを用いた
該インバータの交流出力を変圧器で昇圧し整流回路で整
流後コンデンサで平滑して直流電圧を１ｑる直流電源回
路において、前記インバータとして出力交流電圧の位相
を約９０’ずらせた２個のインバータを用い、各インバ
ータの出力をそれぞれ異なる変圧器で昇圧後異なる整流
回路で全波整流し異なるコンデンナで平滑すると共に、
前記一方のコンデンサの正側端子と他方のコンデンサの
負側端子間から出力直流電圧を得ることを特徴とするも
のである。

（作用）２個のインバータからは互いに位相が約９０゜ずれた交
流電圧が出力され、該交流出力はそれぞれ別の変圧器で
昇圧され別の整流回路で整流された後、別のコンデンサ
により平滑される。直流電源回路全体の出力は、一方の
コンデンサの正側端子と他方のコンデンサの負側端子間
から取出される。

（実施例）以下に図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。

図において、２０はインバータ２１．２２を制御しその
交流出力（１！圧）の位相を９０”ずらせる制御回路で
ある。インバータ２１．２２は共通の直流電源１９の出
力を交流に変換するもので、例えば、前述の直列共振イ
ンバータ又はＰＷＭインバータで構成され、その出力電
圧ＶｐａとＶｐｂは同一周波数の交流である。２３．２
４はそれぞれインバータ２１．２２の出力電圧Ｖｐａ、
　Ｖｐｂを昇圧する変圧器、２５．２６はそれぞれ４個
のダイオードを用いた全波整流回路で、変圧器２３．２
４の２次巻線に生じた交流出力を整流するものである。

２７．２８は整流回路２５．２６の出力を平滑するコン
デンサで、直列に接続され、その接続点は接地されてい
る。２９はコンデンサ２７の正側端子が陽極に接続され
、コンデンサ２８の負側端子が陰極に接続されたＸ線管
である。

次に上記実施例の動作を説明する。直流電源１９の直流
出力はインバータ２１．２２により交流に変換される。

インバータ２１．２２内のサイリスクは制御回路２０の
サイリスタ駆動入力によって点弧され両インバータ２１
．２２から交流電圧ＶｐａとＶｐｂが９０″の位相差を
もって出力される。

インバータ、２１の交流出力電圧Ｖｐａは変圧器２３で
昇圧され、整流回路２５で全波整流され、コンデンサ２
７によって平滑化されてＸ線管２９の陽極に正電圧Ｖａ
として供給される。インバータ２２の交流出力電圧Ｖｐ
ｂは変圧器２４で昇圧され、整流回路２６で全波整流さ
れ、コンデンサ２８によって平滑化されてＸ線管２９の
陰極に負電圧Ｖｂとして供給される。従って、Ｘ線管２
つの陽極・陰極間には従来と同様全電圧Ｖａｂ（−Ｖａ
　−Ｖｂ）が直流電圧として印加される。

このような構成によれば、インバータ２１．２２の出力
電圧ＶｐａとＶｐｂが９０″の位相差をもっており、こ
の９０°はリップルの位相差に１％　Ｅ［すれば１８０
°の位相差となるので（全波整流によって生じるリップ
ルの周期はｖｐａとｖｐｂの周期の半分）、（２）式に
よって得られる全電圧Ｖａｂのリップルはかなり減少若
しくは消滅する。この辺の事情を第２図乃至第４図を用
いて具体的に説明する。

第２図はインバータ２１．２２としてＰＷＭインバータ
を用いた場合の各部の出力波形を示している。第２図に
おいて（イ）はインバータ２１の出力Ｖｐａであり、デ
ユーティが６７％の方形波の場合である。（ロ）は！１
流器２５の出力で全波整流された波形である。（ハ）は
コンデンサ２７に平滑されたリップルを含んだ直流電圧
Ｖａである。

（ニ）はインバータ２２の出力Ｖｐｂでｖｐａとは同一
周波数で９０″遅れている。（ホ）は整流器２６の出力
で全波整流された波形である。（へ）はコンデンサ２８
に平滑されたリップルを含んだ直流電圧ｖｂである。（
ト）はＸ線管２９に印加される陽極・陰極間電圧ｖａｂ
である。従来回路の場合、Ｖａｂのリップルは（ハ）の
ｖａのリップルの２倍になるが、第２図から明らかなよ
うに、本実施例のＶａｂのリップルはＶａのリッフルの
約１／２になっている。第３図はインバータ２１．２２
の出力のデユーティが５０％の方形波の場合の各部の出
ｊｔ波形を示す図である。この図の（イ）〜（ト）は第
２図の（イ）〜（ト）と同様の出力を示しており、Ｘ線
管２９にかかる電圧Ｖａｂのリップルは完全に相殺され
Ｏになっている。第４図はインバータ２１．２２として
直列共振形インバータを用いた場合の各部の出力波形を
示す図である。

この図においても〈イ）〜（ト）は第２図のそれと同様
の出力を示しており、ＸＩ２管２９にかかる電圧Ｖａｂ
のリップルは極めて僅かで従来に比べて数分の１程度に
なっている。

このように、２個のインバータを用い、その出力の位相
を９０″ずらせると、整流回路２５．２６の平滑後の出
力Ｖａ　、Ｖｂのリップルの位相を１８０’ずらせたこ
とになり、全体の出力Ｖａｂのリップルが大幅に減少若
しくは消滅する。従って、平滑コンデンサの容量が小さ
くてもリップルが少なく、良好な特性のＸ線出力が得ら
れる。

尚、本発明は上記の実施例に限るものではない。

例えば、インバータは第６図及び第７図で例示したもの
に限ることはなく、並列共振インバータでも三相ＰＷＭ
インバータでもよい。又、整流回路はダイオードのブリ
ッジ回路で示したがサイリスクを用いてもよい。又、直
流電源は電池で示しであるが交流を整流して１ｑた直流
電源でも差支えない。更に、Ｘ線管用の直流電源回路以
外としても使用できる。

（発明の効果）以上説明したように本発明によれば、平滑コンデンサの
容品を大きくすることなくリップルを大幅に減少できる
直流電源装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は第１図の
実施例において、デユーティ６７％の方形波のＰ　Ｗ　
Ｍインバータを用いた時のリップル量の説明図、第３図
は同じくデユーティ５０％の方形波のＰ　Ｗ　Ｍインバ
ータを用いた時のリップル量の説明図、第４図は直列共
振形インバータ（［Ｒ−ｆｏの時）を用いた時のリップ
ル量の説明図、第５図は従来の直流電源回路の回路図、
第６図は直列共祭形インバータの説明図で、（イ）は回
路図、（口〉はｆ　Ｒ＝ｆ　ａの時の波形図、〈ハ）は
１尺＞ｆ’０の時の波形図、（ニ）はｆ、＜Ａ、の時の
波形図、第７図はＰ　Ｗ　Ｍインパークの説明図で、〈
イ）は回路図、（ロ）はその波形の一例を示す図、（ハ
）はサイリスクの点弧時期を（ロ）の波形との関連で示
した図、第８図はインバータとしてＰ　Ｗ　Ｍインバー
タを使用した従来の直流電源回路によるリップル量の説
明図、第９図は同様にインパークとして直列共振形イン
バータを使用した場合のリップル量の説明図である。２．２１．２２・・・インバータ３．２３．２４・・・変圧器４Ａ〜４Ｄ、１３Ａ〜１３Ｄ・・・ダイオード５Ａ〜５
Ｂ、２７．２８・・・コンデンサ６．２つ・・・Ｘ線管７Ａ、７Ｂ、１２Ａ〜１２Ｄ・・・サイリスタ１５．１
９・・・直流７Ｉｉ源２０・・・制御回路２５．２６・・・全波整流回路特許出願人　横河メディカルシステム株式会社第２図第３図第４図（Ａ）　Ｖａ　　　　ｏ□ （ト）ＶａｂＯ□ 第６図（イ）（ロ）　　　　　　　　（ハ）ｆＲ−ｆｏ　　　　　　　　ｆａ　＞　ｔ。（ニ）ｆＯ；サイリスタ京孤周波数第７図（イ）１３Ａ〜１３Ｄｉダイオード（ロ）（ハ）第９図ａｂ（：）＝ｑ−ｂＯ□

Claims

【特許請求の範囲】

インバータを用いた該インバータの交流出力を変圧器で
昇圧し整流回路で整流後コンデンサで平滑して直流電圧
を得る直流電源回路において、前記インバータとして出
力交流電圧の位相を約９０°ずらせた２個のインバータ
を用い、各インバータの出力をそれぞれ異なる変圧器で
昇圧後異なる整流回路で全波整流し異なるコンデンサで
平滑すると共に、前記一方のコンデンサの正側端子と他
方のコンデンサの負側端子間から出力直流電圧を得るこ
とを特徴とする直流電源回路。