JPS62188417A - 正逆相信号発生回路 - Google Patents
正逆相信号発生回路Info
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- JPS62188417A JPS62188417A JP61029431A JP2943186A JPS62188417A JP S62188417 A JPS62188417 A JP S62188417A JP 61029431 A JP61029431 A JP 61029431A JP 2943186 A JP2943186 A JP 2943186A JP S62188417 A JPS62188417 A JP S62188417A
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- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 4
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 201000010099 disease Diseases 0.000 description 1
- 208000037265 diseases, disorders, signs and symptoms Diseases 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
正相をバッファ回路を介して得、逆相を負帰還型増幅器
を介して得るようにした。これにより、入力インピーダ
ンス整合がとれて高速に入力信号の正逆相出力信号を発
生することができるし、又周波数特性（帯域特性）の改
善も図れる。
を介して得るようにした。これにより、入力インピーダ
ンス整合がとれて高速に入力信号の正逆相出力信号を発
生することができるし、又周波数特性（帯域特性）の改
善も図れる。
本発明は正逆相信号発生回路に関し、更に詳しく言えば
正逆相信号の発生を高速化し得るし、又その周波数特性
も改善し得る正逆相信号発生回路に関する。
正逆相信号の発生を高速化し得るし、又その周波数特性
も改善し得る正逆相信号発生回路に関する。
通信等の分野においては、その系で用いられる基本タイ
ミング信号等の周期を所定の値だけ低い周期に落として
その使途に供する場合がある。そのための手段として分
周器が用いられる。
ミング信号等の周期を所定の値だけ低い周期に落として
その使途に供する場合がある。そのための手段として分
周器が用いられる。
このような分周器には、その機能を生じさせるのに正相
と逆相の入力信号を必要とする分周器がある。そして、
その入力信号の周期が短いほど、それら正逆相信号を発
生する回路は高速度で、しかも帯域広くして動作し得る
ものであることが必要になって来る。
と逆相の入力信号を必要とする分周器がある。そして、
その入力信号の周期が短いほど、それら正逆相信号を発
生する回路は高速度で、しかも帯域広くして動作し得る
ものであることが必要になって来る。
従来集積回路内で入力信号に対する正逆相信号を発生す
る回路としては、差動増幅器（第６図参照）、又は正相
をそのままで逆相をインバータ回路を通して発生する回
路（第７図参照）がある。
る回路としては、差動増幅器（第６図参照）、又は正相
をそのままで逆相をインバータ回路を通して発生する回
路（第７図参照）がある。
〔発明が解決しようとする問題点〕
これら技法のうち、前者は同相成分の立ち上がりが遅い
ため高速性に向いていない。又、後者はインバータ回路
に利得があると同相成分との間にアンバランスが生ずる
ほか、インバ−タ回路の入力インピーダンスが一般に高
いことから入力パワーの多くを反射させてしまうという
欠点がある。
ため高速性に向いていない。又、後者はインバータ回路
に利得があると同相成分との間にアンバランスが生ずる
ほか、インバ−タ回路の入力インピーダンスが一般に高
いことから入力パワーの多くを反射させてしまうという
欠点がある。
本発明は斯かる問題点に鑑みて創作されたもので、正逆
相信号発生の高速性に優れ、その帯域特性が改善された
正逆相信号発生回路を提供することを目的とする。
相信号発生の高速性に優れ、その帯域特性が改善された
正逆相信号発生回路を提供することを目的とする。
第１図は本発明の原理ブロック図を示す。本発明回路は
第１図に示されるように信号入力に接続されたバッファ
回路１と、これに並列接続された負帰還型増幅器２とに
より構成される。
第１図に示されるように信号入力に接続されたバッファ
回路１と、これに並列接続された負帰還型増幅器２とに
より構成される。
負帰還型増幅器２に入力された入力信号の逆相信号が負
帰還型増幅器２から出力される。この負帰還型増幅器を
用いることによりインピーダンスマツチングをとること
ができ、高速応答が可能になり、帯域特性（周波数特性
）を良くすることができる。
帰還型増幅器２から出力される。この負帰還型増幅器を
用いることによりインピーダンスマツチングをとること
ができ、高速応答が可能になり、帯域特性（周波数特性
）を良くすることができる。
又、バッファ回路２からは入力された入力信号の正相信
号が出力される。このバッファ回路２は入力インピーダ
ンスに影響を与えることはないので、インピーダンスマ
ツチングに不都合は生じないし、高速応答性を有すると
共にその帯域特性も逆相と同等にすることができる。
号が出力される。このバッファ回路２は入力インピーダ
ンスに影響を与えることはないので、インピーダンスマ
ツチングに不都合は生じないし、高速応答性を有すると
共にその帯域特性も逆相と同等にすることができる。
かくして、正逆相信号を高速に、しかも帯域特性を良好
にして得ることができる。
にして得ることができる。
第２図は本発明の一実施例を示す。この実施例回路はそ
の第１図原理ブロック構成の負帰還型増幅器対応の負帰
還型増幅器を次のように構成している。信号入力２０を
制御入力に接続した半導体能動素子、例えばＧａＡｓ
ＦＥＴ２１とその受動負荷、例えば抵抗２２とが電流Ｖ
、ａとアース間に接続された反転回路２３と、反転回路
２３の出力を制御入力に接続した半導体能動素子、例え
ばＧａＡｓＦＥＴ２４、順方向接続のダイオード２５１
゜・・・、２５Ｎ及び定電流源として作用する能動負荷
、例えばゲート−ソース直結ＧａＡｓＦＥＴ２６が電源
■ｄと電源■５との間に接続されて構成されるレベルシ
フト回路２８と、制御入力をレベルシフト回路２８の出
力に接続した半導体能動素子、例えばＧａＡｓＦＥＴ３
０及び定電流源として作用する能動負荷、例えばゲート
−ソース直結ＧａＡｓＦＥＴ３１が電源Ｖｄと電源■、
との間に接続され、半導体能動素子３０と能動負荷３１
との接続点を抵抗３２を介してＦＥＴ２１の制御入力に
接続した帰還回路３３とによりその負帰還型増幅器を構
成している。この負帰還型増幅器は本出願人によって特
願昭５９−２１１６９号に開示されて成るものであり、
その信号人力２０に与えられた入力信号は反転回路２３
にて反転増幅され、その信号がレベルシフト回路２８を
介して所定のレベルシフトを与えられ、その出力は帰還
回路３３を介してＦＥＴ２１の制御入力に帰還されつつ
所望の逆相信号がレベルシフト回路２８から出力される
。
の第１図原理ブロック構成の負帰還型増幅器対応の負帰
還型増幅器を次のように構成している。信号入力２０を
制御入力に接続した半導体能動素子、例えばＧａＡｓ
ＦＥＴ２１とその受動負荷、例えば抵抗２２とが電流Ｖ
、ａとアース間に接続された反転回路２３と、反転回路
２３の出力を制御入力に接続した半導体能動素子、例え
ばＧａＡｓＦＥＴ２４、順方向接続のダイオード２５１
゜・・・、２５Ｎ及び定電流源として作用する能動負荷
、例えばゲート−ソース直結ＧａＡｓＦＥＴ２６が電源
■ｄと電源■５との間に接続されて構成されるレベルシ
フト回路２８と、制御入力をレベルシフト回路２８の出
力に接続した半導体能動素子、例えばＧａＡｓＦＥＴ３
０及び定電流源として作用する能動負荷、例えばゲート
−ソース直結ＧａＡｓＦＥＴ３１が電源Ｖｄと電源■、
との間に接続され、半導体能動素子３０と能動負荷３１
との接続点を抵抗３２を介してＦＥＴ２１の制御入力に
接続した帰還回路３３とによりその負帰還型増幅器を構
成している。この負帰還型増幅器は本出願人によって特
願昭５９−２１１６９号に開示されて成るものであり、
その信号人力２０に与えられた入力信号は反転回路２３
にて反転増幅され、その信号がレベルシフト回路２８を
介して所定のレベルシフトを与えられ、その出力は帰還
回路３３を介してＦＥＴ２１の制御入力に帰還されつつ
所望の逆相信号がレベルシフト回路２８から出力される
。
そして、利得を必要としないから負荷抵抗２２の抵抗値
は小さくてよく、これにより、この回路の帯域を広帯域
なものにすることが可能である。
は小さくてよく、これにより、この回路の帯域を広帯域
なものにすることが可能である。
そして、この負帰還型増幅器が入力側のインピーダンス
整合をとっているから、回路を高速動作に適したものに
している。
整合をとっているから、回路を高速動作に適したものに
している。
又、正相信号の発生回路は２つのバッファ段（いずれも
入力をゲートに受けるＧａＡｓＦＥＴ及びゲート−ソー
ス直結ＧａＡｓＦＥＴを電源Ｖｄと電源■、との間に接
続して構成されている。それらＦＥＴを３６１，３７１
；３６２．３７２で示す）１１．１２から成るバッフ
ァ回路１としている。このバッファ回路のインピーダン
スは高く、インピーダンス整合に殆ど影響を与えないし
、又バッファ回路１は負帰還型増幅器と同程度の応答性
及び帯域特性を有している。
入力をゲートに受けるＧａＡｓＦＥＴ及びゲート−ソー
ス直結ＧａＡｓＦＥＴを電源Ｖｄと電源■、との間に接
続して構成されている。それらＦＥＴを３６１，３７１
；３６２．３７２で示す）１１．１２から成るバッフ
ァ回路１としている。このバッファ回路のインピーダン
スは高く、インピーダンス整合に殆ど影響を与えないし
、又バッファ回路１は負帰還型増幅器と同程度の応答性
及び帯域特性を有している。
従って、本発明回路は入力信号の正逆相信号を高速に発
生し得るし、その帯域特性をそのような正逆相信号の発
生に望ましい広帯域なものとして構成されている。
生し得るし、その帯域特性をそのような正逆相信号の発
生に望ましい広帯域なものとして構成されている。
第３図は本発明の他の実施例を示す。この実施例は負帰
還型増幅器に某かの利得があり、且つ出力直流レベルを
入力直流レベルより低くする場合の例である。そのため
に、第２図実施例における負帰還型増幅器の出力部分及
びバッファ回路の出力段を次のように構成したものであ
る（それ故、同じ構成要素には同一の参照番号を付して
その説明を省略する）。
還型増幅器に某かの利得があり、且つ出力直流レベルを
入力直流レベルより低くする場合の例である。そのため
に、第２図実施例における負帰還型増幅器の出力部分及
びバッファ回路の出力段を次のように構成したものであ
る（それ故、同じ構成要素には同一の参照番号を付して
その説明を省略する）。
即ち、負帰還型増幅器の出力部分は第２図のダイオード
２５ＮとＦＥＴ２６との接続点から逆相信号を取り出す
代わりに、レベルシフト回路２８間に抵抗４０，４１、
そしてダイオード４３，４４を順方向に直列に接続し、
その抵抗４０と抵抗４１との接続点を逆相出力とするよ
うに構成しぐこれに対応してバッファ回路１°の出力段
１２はそのＦＥＴ３６２とＦＥＴ３７２との間にダイオ
ード４６．４７を接続して構成している。
２５ＮとＦＥＴ２６との接続点から逆相信号を取り出す
代わりに、レベルシフト回路２８間に抵抗４０，４１、
そしてダイオード４３，４４を順方向に直列に接続し、
その抵抗４０と抵抗４１との接続点を逆相出力とするよ
うに構成しぐこれに対応してバッファ回路１°の出力段
１２はそのＦＥＴ３６２とＦＥＴ３７２との間にダイオ
ード４６．４７を接続して構成している。
この構成により、出力直流レベルが入力直流レベルより
所定値だけ低い正逆相信号を得ることができる。即ち、
抵抗４０の抵抗値と抵抗４１の抵抗値との按分で決まる
値だけ利得を下げつつダイオード４３．４４により逆相
出力の直流レベルを負側を移行せしめているから、逆相
信号の出力直流レベルは入力直流レベルより病型の値だ
け低くなる。又、正相信号の出力直流レベルはダイオー
ド４６．４７によって、上述の如くして逆相信号の出力
直流レベルが低められた値だけ低められる。
所定値だけ低い正逆相信号を得ることができる。即ち、
抵抗４０の抵抗値と抵抗４１の抵抗値との按分で決まる
値だけ利得を下げつつダイオード４３．４４により逆相
出力の直流レベルを負側を移行せしめているから、逆相
信号の出力直流レベルは入力直流レベルより病型の値だ
け低くなる。又、正相信号の出力直流レベルはダイオー
ド４６．４７によって、上述の如くして逆相信号の出力
直流レベルが低められた値だけ低められる。
かくして、正逆相信号いずれの出力直流レベルも入力信
号の直流レベルよりも所望の値だけ低くなっている。
号の直流レベルよりも所望の値だけ低くなっている。
これに加えて、第３図実施例はレベルシフト回路の入力
とその逆相出力との間にバイパスコンデンサ５１が接続
されている。このコンデンサ５１は高域での特性補償及
び位相改善のためである。
とその逆相出力との間にバイパスコンデンサ５１が接続
されている。このコンデンサ５１は高域での特性補償及
び位相改善のためである。
この第３図回路の周波数特性と第６図差動増幅器の周波
数特性とを示したのが第４図である。この図からも判る
通り、本発明回路の方が優れている。
数特性とを示したのが第４図である。この図からも判る
通り、本発明回路の方が優れている。
尚、これら実施例において、第５図に示すようなバッフ
ァ回路（ドライブ回路）をその逆相出力に設けてドライ
ブ能力の向上を図るようにしてもよい。更に、特願昭５
９−２１１１９号明細書に記載される負帰還型増幅器を
本発明回路の構成要素として用いてもよい。
ァ回路（ドライブ回路）をその逆相出力に設けてドライ
ブ能力の向上を図るようにしてもよい。更に、特願昭５
９−２１１１９号明細書に記載される負帰還型増幅器を
本発明回路の構成要素として用いてもよい。
以上説明したように本発明によれば、正逆相信号の高速
な発生が可能になり、その帯域特性を改善し得る。
な発生が可能になり、その帯域特性を改善し得る。
第１図は本発明の原理ブロック図、
第２図は本発明の一実施例を示す図、
第３図は本発明の他の実施例を示す図、第４図は周波数
特性比較例を示す図、 第５図はバッファ回路を示す図、 第６図は従来の１つの正逆相信号発生回路例を示す図、 第７図は従来の他の正逆相信号発生回路例を示す図であ
る。 第１図乃至第３図において、 １はバッファ回路、 ２は負帰還型増幅器、 ２３は反転回路、 ２８はレベルシフト回路、 ３３は帰還回路、 ２２．３２．４０．４１は抵抗、 ２１．２４，２６，３０．３１．３Ｅｚ、３７１．。 ３６２．３７２はＧａＡｓＦＥＴ、 ２５１、・・・、２５Ｎ、４３，４４，４６．４７はダ
イオードである。 本實明の一宍加褒り 第２図 バッフアロＸ 第５図
特性比較例を示す図、 第５図はバッファ回路を示す図、 第６図は従来の１つの正逆相信号発生回路例を示す図、 第７図は従来の他の正逆相信号発生回路例を示す図であ
る。 第１図乃至第３図において、 １はバッファ回路、 ２は負帰還型増幅器、 ２３は反転回路、 ２８はレベルシフト回路、 ３３は帰還回路、 ２２．３２．４０．４１は抵抗、 ２１．２４，２６，３０．３１．３Ｅｚ、３７１．。 ３６２．３７２はＧａＡｓＦＥＴ、 ２５１、・・・、２５Ｎ、４３，４４，４６．４７はダ
イオードである。 本實明の一宍加褒り 第２図 バッフアロＸ 第５図
Claims (4)
- （１）信号入力に接続され正相信号を発生するバッファ
回路（１）と、 信号入力に接続され逆相信号を発生する負帰還型増幅器
（２）とより成る正逆相信号発生回路。 - （２）前記バッファ回路（１）は２つのバッファ段から
成り、前記負帰還型増幅器（２）は反転回路（２３）、
該反転回路（２３）の出力に接続したレベルシフト回路
（２８）、該レベルシフト回路（２８）の出力を信号入
力に接続する帰還回路（３３）及びレベルシフト回路（
２８）に接続された出力回路（５０）から成ることを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の正逆相信号発生回
路。 - （３）前記負帰還型増幅器（２）の出力回路（５０）は
前記レベルシフト回路（２８）の出力をその出力として
構成していることを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載の正逆相信号発生回路。 - （４）前記バッファ回路（１）の出力バッファ段はレベ
ルシフト用ダイオードを含み、前記負帰還型増幅器（２
）の出力回路（５０）はレベルシフト回路間に逆相出力
を有する利得調整抵抗及び前記レベルシフト用ダイオー
ド対応のダイオードを直列接続して構成されていること
を特徴とする特許請求の範囲第２項記載の正逆相信号発
生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61029431A JPS62188417A (ja) | 1986-02-13 | 1986-02-13 | 正逆相信号発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61029431A JPS62188417A (ja) | 1986-02-13 | 1986-02-13 | 正逆相信号発生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62188417A true JPS62188417A (ja) | 1987-08-18 |
Family
ID=12275950
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61029431A Pending JPS62188417A (ja) | 1986-02-13 | 1986-02-13 | 正逆相信号発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62188417A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018037942A (ja) * | 2016-09-01 | 2018-03-08 | 日本電信電話株式会社 | 妨害波抑制フィルタ |
-
1986
- 1986-02-13 JP JP61029431A patent/JPS62188417A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018037942A (ja) * | 2016-09-01 | 2018-03-08 | 日本電信電話株式会社 | 妨害波抑制フィルタ |
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