JPS6218118A - ビタビ復号装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はディジタル信号の復号装置に関する。

従来の技術 ビタビ復号法はたたみ込み符号の一復号法としてビタビ
により提案されて以来、種々の分野において研究されて
おり、ディジタル磁気記録の分野においても、従来のビ
ット毎の復号法に比べてビタビ復号法の方が、優れた誤
り率特性を示すことが理論的に知られている。

以下、ビタビ復号法について詳細に説明する。

通常のディジタル磁気記録システムでは飽和記録を用い
ている。すなわち、２つの定常磁化レベルでもって２進
データを記録する。ここで、記録する２進データ系列を
（ａｋ）としたとき、ＮＲＺＬ記録符号を用いた場合の
記録波形Ｍ（ｔ）は次式により表わされる。

Ｍ（ｔ）−Σ　（２ａｋ＝　１　）ｕ（ｔ−ｋＴｂ）−
Ｕ（−ｔ）ｋ＝〇 −Σ　ｂｋｕ（ｔ−ｋＴｂ）−Ｕ（−ｔ）　　　−−−
−−・（１）但し、ｕ　（ｔ）及びＵ（ｔ）はそれぞれ
で与えられる方形波及び単位ステップ関数であり、Ｔ　
はビット間隔である。又、ｂｋは＋１に正規す 化された記録波形の振幅レベルであり、データ系列の到
着前（ｋ（０）にはｂｋ＝−１であるものとする。

再生過程での記録波形Ｍ（ｔ）と再生出力電圧、　（１
）の関係は次式で与えられる。

・・・・・・・・・（３） θ（ｔ）＝　Ｃ百Ｍ（ｔ））只ｈ　（ｔ）但し、”Ｘ”
はたたみ込みを意味し、ｈ（ｔ）は正規化された孤立再
生波形を表わす。式（１）を式（３）に代入すると、 ｅ（ｔ）＝　ｈ（ｔ）舛［Σ　ｂｋ（δ（ｔ−ｋＴｂ）
−δ（ｔ−ｋＴｂ−Ｔｂ））ｋ＝０ ＝２　Σ　ｘｋｈ（ｔ−ｋＴｂ）・・・・・・・・・（
４）ｋ＝０ が得られる。ここに、ｘｋは次式で与えられる。

又、δ（りはディラックのデルタ関数である。

但し、Ａは再生波形のピーク値である。

式（６）から分かるように、（１ｋ）はＡ、　Ｏ，−Ａ
の３値から成る系列である。（ａｋ）において、“０＃
と１”の生起確率が互いに等しくかつ独立な場合には、
（：ｋ）には次のような統計的な性質があることが分か
る。

Ｐｒ（ｑ＝Ｏ）−Ｈ、Ｐ　ｒ（ｘｋ＝−１）＝２　、　
Ｐ　ｒ（ｘｋ＝１　）＝−、−−−−−−（６）式（ア
）に見られるように、（！ｋ）は隣接ディジットと高い
相関を持つ。

再生出力ｅ（ｔ）を線形等化フィルターｆ　（ｔ）に通
した時のフィルター出力ｄ（ｔ）は次式で与えられる。

ｄ（ｔ）＝　ｅ（り妊ｆ　（ｔ）　　　　　　　　　・
・・・・・・・・・・・（８）もし、全応答関数ｃｒ（
ｔ）＝　ｈ（ｔ）％ｆ（ｔ）が式（９）の条件ｑ（ｋＴ
ｂ）−δに、。、に＝ｏ、±１．±２　、　・−−−・
−・・・・・・・・・・・・（９） を満たすならば、その時のフィルター出力のサンプル値
は ｄ（ｋＴｂ）−２ｘｋ　　　　・・・・・・・−・・・
・ＱＱとなる。ただし、ａｋ　０はクロネッカーのデル
タである。フィルターｆ（ｔ）が理想的な等什器である
ならば波形干渉による影響はなくなシ、式（９）が成シ
立つ。しかしながら、実際に得られるサンプル値は次式
のような確率変数ｙｋで表わされる。

７　ｋ−”　ｋ　”　”　ｋ　　　　　”’　”’　”
’　”’αηここに、ｎｋはすべての外乱を表わす項で
ある。

式（５）及び式αυから、磁気記録系の離散的モデルが
得られ、第２図のようになる。但し？にはビタビ復号器
の出力である。又、第３図では、第２図の各部の波形を
示す。

ＮＲＺＬ記録符号の状態遷移図及びトレリス線図をそれ
ぞれ第４図、第５図に示す。図中の矢印に付した記号は
ａ　ｋ／Ｘ　ｋを表わし、＋、−はそれぞれ＋Ａ、−Ａ
を略記したものである。又、円内のＳ　及びＳ２は再生
時に起こり得る状態を表わす。即ち、８１は記録波形の
正規化振幅レベルの−１に対応し、Ｓ２は＋１に対応す
る。

今、時間関数としての状態を５（ｋ）とおき、初期状態
を８（ｏ）とする長さＬの入力データ系列〔ａｌ。

ａ　２　＋・・・・・・、ａＬ〕を考える。ここで、”
０”と”１″の生起確率が等しければ、２Ｌ個の異った
系列が存在する。これらの系列は、第６図のトレリス線
図上でＬ本の遷移枝によって作られる２Ｌ個の互いに異
った遷移経路（パス）に対応する。

最適な復号器とは、復号器入力系列（ｙｋ）　をもとに
して２　個のパスの中から唯一個の最尤パスを選択する
復号器である。

雑音系列（ｎｋ）は互いに独立であると仮定した場合に
おいて、トレリス線図上のパス〔５（ｏ）；ａｌ。

ａ　２　＋・・・・・・＋”Ｉ、）が与えられたときの
復号器入力系列〔ｙｌ、ｙ２．・・・・・・、ｙＩ、）
の尤度関数はＬ本の遷移枝が与えられたときの尤度関数
の積となる。

即ち、 Ｐ（７１＋　１２　＋　”””ｐ　７Ｌ　Ｉ　”（ＯＬ
　ａｌ　ｒ　”２　＋　・’・”・＊　ａＬ）となる。

ここに、 ５（ｋ−１）＝”ｋ−１＋＋＋＋・・・・・・・−Ｑ３
である。式　の負の対数をとると、 ！−（ｙｌ　、ｙ２．−−−−−−、７Ｌ　ｌ　ｇ（ｏ
）；　ａｌ、Ｂ２．−−−−−−、　ａＬ）−Σｔ（ｙ
ｋＩＳ（ｋ−１）；ａｋ）・・・・・・・・・０４に−
１ となる。ただし、 ｔ（・１・）＝−ｔｎＰ（・１・）　　・・・・・・・
・・α啼である。式ＯＱは、与えられたパスの負の対数
尤度関数はそのパスを構成するすべての遷移枝の負の対
数尤度関数の和で表わせることを示している。

第６図のトレリス線図において、次式で定義される２つ
のパスλ１　及びλ２を考える。

λ１＝（ｓ（ｏ）＝　ｓｌ；　ａ１＝Ｏ、ａ２＝Ｏ、Ｂ
３．Ｂ４．　・・・・・−、ａＬ〕・・・・・・・・・
αＱ λ２”’（８（０）”’　Ｂ１；　ａｌ””　１　、　
ａ２＝○＋　Ｂ３　＋　ａ４＋　”””＋　ａ　Ｌ　、
）・・・・・・・・・Ｑ乃 上式において、ａ　３　、　ａ　４．・・・・・・、　
ａＬは任意であるが、パスλ１及びλ２に対して同じ値
を持つ。パスλ　とλ２はに＝１において分岐し、ｋ＝
２以降でぽ合流している。この場合、復号器入力系列〔
ｙｌ、ｙ２．・・・・・・、ＶＬ）に対して、２つのパ
スλ１とλ２の負の対数尤度関数の差は弐０４）より次
式で与えられる。

ｊ（ｙｌλ１）−ｔ（ｙ　Ｉλ２）＝−！（７１１７２
１Ｂ２；　’　ｒ　０）＝ｔ（ｙｌ　＋７２１Ｓ１　；
ｏ、ｏ）・・・・・・・・・・・・（ト） 従って、もしｚ（ｙｌ　＋ｙ２１　ｓｌ　；ｏ＋ｏＫｚ
（ｙｌ　ｒｙ２１　Ｂ２　；　１　ｔｏ）ならば、パス
λ２は最尤パスにはなり得ないから、ｋ＝２でパスλ２
を捨てλ１は残す。ビタビ復号法（最尤復号法）は次の
ような処理を行う、。まず、既知の初期状態５（０）か
ら出発し、５（ｏ）から分岐する２つのパスに対して負
の対数尤度関数ｔ（ｙｌ　ｌ　５（ｏ）；ｏ）とｌ（ｙ
ｌ　１５（ｏ）；　１）を計算する。ここで、節点５（
１）＝ｓ１及び８（１）−８２のメトリックを次式で定
義する。

ｍｌ　（Ｓｌ）＝ｊ（ｙｌ　ｌ　５（ｏ）；Ｏ）　　　
　　−・・・・・・・・・ＯＩｍ’　（Ｂ２）＝７（ｙ
ｌ　１５（ｏ）；１　）　　　　　−−−−−・−−−
−−＠次いで、ｋ＝＝２において復号器は５（２）＝　
ｓ　１に到る２本のパスの負の対数尤度関数、つｔｂ、
ｍｌ（８１）＋ｔ（ｙ２１　ｓｌ　；○）とｍ、（Ｂ２
）　＋ｌ（ｙ２　ｌ　Ｂ２　；　１）を比較する。そし
て小さい方のメトリックを持つパスは最尤パスの一部と
なる可能性を有するので生き残りパスと呼ばれ、その系
列はストアされる。同様に、５（２）＝　８２に到る２
本のパスについても比較する。更に、５（２）＝　ｓ　
１薦ｇ（２）−Ｂ２の各節点に対して生き残りパスのメ
トリックを割り当てる。即ちｍ２（ｓｌ　＞＝ｍｉｎ　
（ｍｌ　（ｓｌ　）＋ｔ（ｙ２　ｌ　ｓｌ　；○）。

ｍｌ（Ｂ２）＋７（ｙ２　ｌ　Ｂ２；ｏ）　）　−−−
−−−２６ｍ２（Ｂ２）＝ｍ　（ｍ、　（ｓｌ）＋ｔ（
ｙ２１　ｓｌ；Ｏ）　。

ｍｌ（Ｂ２）＋ｔ（ｙ２１ｓ２；１））　・−・＠とな
る。一般に、離散的時刻ｔ−ｋＴｂでは、復号器は節点
５（ｋ）＝ｉに到る２本の異ったパスの負の対数尤度関
数、即ち、ｍｋ、　（ｓｌ　）”Ａ（ｙｋｌ　８１　；
　ｉ）とｍｋ−、（Ｂ２）＋ｔ（ｙｋＩＳ２；ｉ）を比
較して最尤パスノ一部となる方のパスに対応するデータ
系列をストアする。ただし、ｌ−〇、１である。又、５
（ｋ）＝ｓ１゜５（ｋ）＝ｓ２のメトリックは生き残り
パス全体の負の対数尤度関数で与えられ、次式となる。

今迄述べた事から既に明らかなように、時刻１−ｋＴｂ
では、節点５（ｋ）−ｓ　１及びゆ）＝８２で終ってい
る２本の生き残りＪＳＸスが存在している。この場合、
復号器は時刻ｔ＝Ｔｂからｔ＝ｋＴｂまでの２本の生き
残りパスに対応するデータ系列を常にストアしておく必
要があるように思われるが、実際にはｋが大きくなるに
つれて、２本の生き残りパスが合流する確率は大きくな
シ、合流したときの合流以前の最尤系列は一意に決定で
きるので、この部分はストアしておく必要はない。

以上示したビタビ復号法に基づく復号器を構成するため
に、式（１］）における（ｎｋ）を平均値零１分散σ２
の互いに独立なガウス型確率変数とする。この場合、式
＠の負の対数尤度関数はそれぞれ次のようになる。

７（ｙｋｌｓｌ　；ｏ）＝ｔ（ｙｋｌｓ２；１）＝ｙｌ
／２σ２＋ｔｎνｐ　　・・・・・・・・・（２４ａ）
１（ｙｋｌ　ｓｌ　；　１　）＝（ｙｋ−Ａ）２／２σ
２＋ｔｎｔｈ・・・・・・（２４ｂ）ｔ（ｙｋｌｓ２；
０）＝（ｙｋ＋Ａ）２／２σ２＋ｌｎＪ”’□−・・・
・（２４ｃ）ここで、ｙｋ２／２σ２＋ｔｎ５７Ｆは各
式共通であるから消去できる。又、各項をＡ／σ２で割
ることによシ、新たに正規化メトリック 晶ｋ（ｓｌ）＝ｍＪ品に−１（ｓｌ　）　；ｍｋ−１（
８２）＋ｙｋ”枦−−−−−・（２５ａ　）ｒｒｓｋ（
８２）＝ｒｒｕｎ　（占に−１（ｓ　１）−ｙｋ＋　、
　、　ｍｋ−１（Ｓ　２）　）・・・・・・・・・（２
ｓｂ） が得られる。式（２５ａ）及び（２ｓｂ　）　において
、雑音の分散σ２は現われない。即ち、ピタビ復号器は
ＳＮ比に無関係に構成できる。

第６図に、式（２６ａ）及び（２ｓｂ）に基づいて構成
したビタビ復号器のブロック図を示す。

第６図において、時刻ｔ＝ｋＴｂにおけるビタビを、減
算器６０２で−７ｋ−ｈ＝を計算する。

時刻ｔ＝（ｋ−１）Ｔｂでの状態Ｓ２に至るパスのメト
リック”ｋ−１（’２）を保持しているＤフリップフロ
ップ６０３の出力と、加算器６０１の出力とを足し合わ
せる加算器６０４の出力には”ｋ−１（’２）＋　７　
ｋ＋Ｔが現われる。

一方、”ｋ−１（Ｓｌ　）を保持しているＤフリップフ
ロップ６０６の出力と、減算器６０２の出力を足し合わ
せる加算器６０６の出力にはｍｋ−１（Ｓｌ）−ｙｋ十
合が現われる。

コンパレータ６０７はＤフリップフロップ６０５の出力
品に−１（”１　）と加算器６０４の出力占に−１（’
２）＋７に十今の大小比較を行い、品に−１（ｓｌに苗
に−１（Ｓ２）同様に、コンパレータ６０８は臼に−１
（Ｓｌ　”ｋ”　２と還に−１（”２）の大小比較を行
い、苗に−１（Ｓｌ）−ｙｋ”２＜”ｋ−１（Ｓ２）な
らば０、そうでなければ１を出力する。

マルチプレクサ６０９，６１０は共に、切り換え信号が
０のときはＡ端子入力を出力とし、１のときはＢ端子入
力を出力とする。

したがって、コンパレータ６０７の出力に従って、マル
チプレクサ６０９の出力には”ｋ−１（Ｓｌ　）と品に
−１（Ｓ２　”ｙｋ＋２　　のうち小さい方が現われ、
両様に、マルチプレクサ６１０の出力には”ｋ−１（８
１）−５’に＋、　Ｌ　ｍｋ−１（８２）のうち小さい
方の値が現われる。

すなわち、式（２６ａ　）　、　（２５ｂ　）　より明
らかなように、マルチプレクサ６０９の出力はｍｋ（Ｓ
ｌ）、マルチプレクサ６１０の出力はｍｋ（ｓ２）とな
る。

次に、シフトレジスタ６１１と６１２はそれぞれ、状態
５（ｋ）＝　ｓｌ、　５（ｋ）＝　ｓ２に至る生き残り
パスの時刻ｔ＝（ｋ−１）Ｔｂからｔ　＝　（ｋ−Ｌ）
Ｔｂに対応するデータを記憶する。

シフトレジスタ６１１はコンパレータ６ｏ７の出力が１
のときには、シフトレジスタ６１２の内容ヲコヒーシ、
シフトレジスタ６１２はコンパレータ６０８の出力が○
のとき、シフトレジスタ６１１の内容を保持しているＤ
フリップフロップの内容をコピーする。

Ｄフリップ７０ツブ６１３はシフトレジスタ６１２の内
容が消失しないようにするためのものである。

次いで、シフトレジスタ６１１，６１２は右へ１段シフ
トすると同時に、シフトレジスタ６１１の初段を○、シ
フトレジスタ６１２の初段を１にセットする。この後、
バッフ、６１３にシフトレジスタ６１１の内容を取り込
み保持する。

コンパレータ６１４は苗ｋｃＳ１）　＜匈（Ｓ２）なら
ば０、そうでなければ１を出力とし、この出力により、
マルチプレクサ６１５はシフトレジスタ６１１の出力と
シフトレジスタ６１２の出力を選択して取９出す。

生キ残りハスカｔ＝（ｋ−１）Ｔｂとｔ　＝　（ｋ−Ｉ
、　）Ｔｂ０間で一本化している場合には、シフトレジ
スタ６１１と６１２のＬ段目の内容は等しく、マルチプ
レクサ６１５の出力はコンパレータ６１４の出力には無
関係であるが、一本化していない場合にはＬ段目の内容
が異なる。この場合の出力の選択基準として、ｒｒｘｋ
（ｓ　１）と品ｋ（ｓ。）を用いる。

このようにして、マルチプレクサ６１５の出力に、復号
器出力”ｋ−Ｌを得る。

発明が解決しようとする問題点 以上水したピタビ復号法を用いることによシ、従来のビ
ット毎の復号法よシも復号時におけるピット誤り率を小
さくできることが、理論的に確められている。

しかしながら、実際の磁気記録再生系においては、その
再生出力信号の中心レベルｍ′や、同じく再生出力信号
のピークレベルＡ′は変動し、しかもその程度は大きい
。

しだがって、これらのことを考慮せずにビタビ復号器を
構成すると、次のような問題が生じる。

再生出力信号のピークレベルＡ′が変動し、しかも、メ
）　ＩＪソック計算におけるＡの値、つまり第６図にお
ける加算器６０１，６０２の入力が固定値であると、Ａ
とＡ′の差Ａ−Ａ’は雑音と見なされることになり、見
かけ上の雑音レベルは大きくなる。

更に、先に示したビタビ復号器においては、　。

（ｎｋ）は互いに独立な平均値零、分散σ２の雑音を仮
定しているのに対し、Ａ′は比較的低い周波数で変動す
るので、見かけ上の雑音Ａ−Ａ’の相関は犬になる。

このように、メトリックの計算においてＡの値を固定す
ると、見かけ上の雑音レベルが太きくなるのに加えて、
雑音間に相関を生じるという２点により、ビタビ復号器
の復号誤り率は劣化する。

再生出力信号の中心レベルの変動も、はぼ同様の結果を
もたらす。

問題点を解決するための手段 本発明は、上記問題点を解決するために、再生出力信号
におけるｎ個の隣接するピークレベルＡ′の平均値Ａ′
を順次求める手段（以後、ピーク平均回路と呼ぶ）を備
えている。

また本発明は上記ピーク平均回路と、再生出力信号の中
心レベルｍを求め、７に−ｍを得る手段（以後、中心安
定回路と呼ぶ）を備えている。

作　　用 本発明における上記手段により、メトリックの計算にお
ける定数Ａは、実際の再生出力信号のピークレベルにほ
ぼ等しい値にできるので、メトリックの計算によって生
じる雑音は殆んど雰になる。

また、ｙｋ−ｍにより再生出力信号の中心レベルの変動
も無視できるようになる。

この結果、理論通りの性能を示すビタビ復号器が得られ
る。

以下、実施例を用いて詳細に説明する。

実施例 第１図に、ピーク平均回路のブロック図を示す。

第１図は、従来のビット毎の復号法を用いて、サンプル
値ｙｋがピークに相当するか否かを示す値Ｂを生成し、
Ｂ−”１”になるｙｋのみをピーク平均回路で使用する
。

通常、ビット毎の復号法では、１ｙｋｌがしきい値Ｔｈ
　より大ならばＢ＝”１”、そうでなければＢ−”Ｑ”
を出力とする。第３図より明らかなように、Ｂ−“１”
は再生出力信号におけるピークを表わすから、Ｂ＝”１
”になるｙｋ　についてのみ平均化することで、再生出
力信号のピークの平均レベルが得られる。

第１図において、再生クロックｆｒ　　とＢの論理積を
出力するＡＮＬ）ゲート１０１の出力ＣＬＫは、Ｂ−”
１”のときのみ、とり込みクロックとして有効になる。

このクロックＣＬＫの立ち上がりにより、ｙｋをＱビッ
トに量子化しだ値ｙｋは、ｙｋの絶対値をとる絶対値回
路１０２を通して０個のＤフリップフロップ（ＤＦａＦ
と略記する）１０３と、各段がＱビットよりなるｎ段の
シフトレジスタ（Ｓ、Ｒ）１０４に取り込み、Ｓ、Ｒ１
０４は１段ずつシフトする。

Ｓ、Ｒ１０４に保持しているｎ個の値の和はＤＦ、Ｆ２
Ｏ３に保持しており、この和から、減算器１０６を用い
てＳ、Ｒ１０４内の最も古い値を引いた値がＤＦ、Ｆ２
Ｏ３の入力に加わっている。

Ｓ、Ｒ１０４に保持している値をＰ、　（ｉ＝１〜ｎ）
（最も古い値をＰｌ　　とする）とすると、ＤＦ、Ｆ２
Ｏ３に加えている。このとき、新しいピーク値Ｐｎ＋１
をＤＦ、Ｆ２Ｏ３に取り込むと同時に１．ΣＰ、を１＝
２ ＤＦ、Ｆ２Ｏ３に取り込む。この結果、加算器１０８１
０４の内容もＰｉ（ｉ−２〜ｎ＋１）に変わる。

加算器１ｏεの出力が確定するまでに多少の時間を要す
るので、加算器１０８の出力をＤＦ、Ｆ２Ｏ３に取り込
むクロックは、ＡＮＤゲート１Ｑ１の出力ＣＬＫをイン
バータ１０９により反転させたものを用いる。ＤＦ、Ｆ
２Ｏ３もクロックの立ち上がりで取り込むものを用いれ
ば、ＤＦ、Ｆ２Ｏ３の取り込みから半クロック遅れてＤ
Ｆ、Ｆ　１ｏ　ｓの取り込みは完了する。

一方、ＤＦ、Ｆ２Ｏ３の出力はＳ、Ｒ１０４内のｎ個の
値の和である。したがって、この和の平均値を求めるだ
めの除算器１１０で１／ｎし、ＤＦ、Ｆｌｌｌで徐算器
出力のタイミングをあわせる。この結果、ＤＦ、Ｆ　１
１１の出力には常にｎ個の最近のピーク値の平均値Ａ′
が現われる。

なお、ｎをこのベキ乗の値に選べば、除算器１１０は単
に四捨五入回路で済む。このようにして得られるＡ′を
、第６図における固定値Ａの代りに用い、加算器６０１
，６０２に加えればよい。

以上示したように、本実施例で示したピーク平均回路は
、極めて簡単な回路構成で実現できる。

中心安定回路は、第１図のピーク平均回路から、絶対値
回路１０２を除き、ＡＮＤゲート１ｏ１の入力ＢをＢの
否定に変更するだけで、ＤＦ、Ｆ　１１１の出力として
中上・レベルｍが得られる。しだがって、７に’＝７に
−ｍを求めて、第６図のビタビ復号器入力ｙｋをｙｋ／
にすればよい。

以上示しだように、ピーク平均回路、中心安定回路共に
、非常に簡単な回路構成で実現できるの　・で、本発明
により理論値に近い性能を示すピタビ復号器を容易に実
現できる。

なお、本実施例では、ＮＲＺＬ記録符号と振幅検出方式
を例示したが、他の記録符号及び他の信号検出方式の場
合も同等の効果が得られることは言うまでもない。

発明の効果 本発明は、再生出力信号のピークの平均レベルＡ′を求
め、このＡ′を用いてビタビ復号器におけるメトリック
の計算を行うと同時に、再生出力信号の平均レベルｍを
求め、このｍをビタビ復号器入力から引くことにより、
再生出力信号の変動に影響されることが少いピタビ復号
器の構成を可能にした。

しかもその回路規模は非常に小さく簡単であることと併
わせて、本発明の実用的効果は大である。

なお、再生信号の中心レベルは振幅レベル程変動しない
ことが多いので、ピーク平均回路のみでも復号誤り率の
改善に大きな効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明における一実施例のピーク平均回路のブ
ロック図、第２図は磁気記録系の離散的モデルを示すブ
ロック図、第３図は第２図の各部の波形を示す図、第４
図はＮＲＺＬ記録符号と振幅検出方式の場合の状態遷移
図、第５図はＮＲＺＬ記録符号と振幅検出方式の場合の
トレリス線図、第６図はＮＲＺＬ記録符号と振幅検出方
式の場合のビタビ復号器のブロック図である。 １０２・・・・・・絶対値回路、１０３．　１０６．１
０乙１１１．６０３，６０５，６１３・・・・・・Ｄフ
リップフロップ、１０４，６１１，６１２・・・・・・
シフトレジスタ、１０６，６０２・川・・減算器、１０
８，６０１゜６０４．６０６・・・・・・加算器、１１
０・・・・・・除算器、６０７．６０８，６１４・・・
・・・コンパレータ。 第４図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）再生出力信号中のｎ個の近接するピーク値の平均
   値を計算する手段を有し、上記再生出力信号のサンプル
   値及び上記計算手段で得られた平均値を用いて復号値を
   決定することを特徴とするビタビ復号装置。
2. （２）再生出力信号中のｎ個の近接するピーク値の平均
   値を計算する手段と、上記再生出力信号の平均レベルを
   計算する手段と、上記再生出力信号のサンプル値から上
   記平均レベルの値を引く手段とを有し、上記再生出力信
   号のサンプル値、上記ピーク値の平均値および上記平均
   レベルの値を用いて復号値を決定することを特徴とする
   ビタビ復号装置。
3. （３）ピーク値の平均値を計算する手段は、ビット毎の
   復号法によって得られる復号値が１のときのサンプル値
   を用い、再生出力信号の平均レベルを計算する手段は、
   ビット毎の復号法によって得られる復号値が０のときの
   サンプル値を用いることを特徴とする特許請求の範囲第
   ２項記載のビタビ復号装置。