JPS6217476B2 - - Google Patents
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- JPS6217476B2 JPS6217476B2 JP54069696A JP6969679A JPS6217476B2 JP S6217476 B2 JPS6217476 B2 JP S6217476B2 JP 54069696 A JP54069696 A JP 54069696A JP 6969679 A JP6969679 A JP 6969679A JP S6217476 B2 JPS6217476 B2 JP S6217476B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
- H02P7/18—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power
- H02P7/24—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices
- H02P7/28—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices
- H02P7/285—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only
- H02P7/292—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC
- H02P7/293—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current by master control with auxiliary power using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling armature supply only using static converters, e.g. AC to DC using phase control
Description
本発明は電動機速度の自動制御ループの内側に
電動機のトルクもしくは電流の自動制御ループが
設けられているような電動機の制御装置に関す
る。
電動機のトルクもしくは電流の自動制御ループが
設けられているような電動機の制御装置に関す
る。
線材、棒鋼などの圧延機の駆動にはサイリスタ
レオナード直流他励電動機が使用される。圧延材
は複数スタンドにまたがつており、各圧延機の回
転速度は負荷によらず一定に制御されることが望
まれる。 圧延材先端が圧延ロールにかみ込んだ瞬間には
圧延ロールの速度は瞬時降下し、過渡的に変動す
る。生産性の向上、製品品質の向上のために、高
速圧延が要求されるようになつてくると、圧延材
かみこみ時の急峻な負荷トルク変動分による圧延
ロールの速度瞬時降下（インパクトドロツプ）、
速度回復時間（リカバリータイム）を出来るだけ
小さく制御する必要がある。 従来、直流他励電動機の速度制御には、電流制
御系をマイナーループとしてもサイリスタレオナ
ードによる速度制御装置が使用され、速応性の高
い制御が行われているが、速度調節器が比例積分
動作のために、負荷急変時の速度変動に対する修
正動作に時間遅れが伴い、速度変動を小さくする
には限界がある。 このような欠点を除去するものとして、たとえ
ば、特願昭54−5492号（特開昭54−109118号）に
よれば、電動機の速度の自動制御ループを構成す
る調節器として純粋なＰ調節器を用い、かつ、電
動機の起動時定数を模擬する回路を含み電動機の
速度および電流の検出値を入力信号として受け取
つて電動機の負荷トルク相当の推定値を出力信号
として発生する状態観測器を設け、その状態観測
器の出力信号を、電動機の速度の自動制御ループ
を構成する調節器の出力信号に加算して、電動機
のトルクもしくは電流の自動制御ループを構成す
る電流調節器に与える直流電動機の制御装置が既
に提案されている。 第３図はこの既提案に係る直流電動機の制御装
置の要部ブロツク図である。この第３図におい
て、破線枠１は速度制御系を示し、破線枠２０は
状態観測器（オブザーバ）を示す。自動速度制御
ループを構成するための主調節器、すなわち速度
調節器３０は純粋なＰ調節器である。自動速度制
御ループの内側のループ（マイナループ）として
トルクもしくは電流の自動制御ループが設けられ
ている。ここでは電流調節器４により電機子電流
の制御ループが構成されている。電流調節器４と
しては同様にＰ調節器が用いられる。電流調節
器４によつて制御されるサイリスタ整流装置５は
伝達関数exp（−STL）を有するむだ時間要素と
して図示されている。このサイリスタ整流装置か
ら電機子回路に電圧Eaを供給され速度ωで回転
する直流電動機は、伝達関数（１／Ra）／
（１／STa）を有する電機子回路６と、磁束φを
係数とする比例要素７と、伝達関数１／（STJ）
を有する起動時定数回路（機械系）８とで原理的
に図解されている。すなわち、供給電圧Eaと起
動Ｅω＝φ・ωとの差電圧を一次遅れ要素６に与
えることにより電機子電流iaが生じ、これにφを
乗算することにより電動機トルクτM＝φ・iaが
生じ、この電動機トルクτMと負荷トルクτlとの
差が積分時間ＴJ（起動時定数）を有する積分要
素８に印加され、この積分要素８の出力が速度ω
となるというように考えることができる。速度実
際直流他励電動機ωは速度調節器３０の入力側に
導かれ、速度目標値ω*と比較される。速度調節
器３０は速度制御偏差ω*−ωに応じて電機子電
流目標値ia*を出力する。電機子電流実際値iaは
電流調節器４の入力側に導かれ、電流目標値ia*
と比較される。電流調節器４は電流制御偏差ia*
−iaに応じてサイリスタ整流装置５のための制御
信号を発生する。 第２図の既提案においては、上述の速度制御系
１に対し、状態観測器（オブザーバ）２０を組み
合せて負荷外乱を補償するようにしている。 状態観測器２０は、電流実際値ia、速度実際値
ωを入力とし、負荷外乱量τlの推定値τlを出力
する。このτlを、純粋なＰ調節器から成る速度
調節器３０の出力信号即ち電流指令値ia*に加算
するようにしている。 状態観測器の構成は、起動時定数等価モデル１
２、ゲインg1，g2の増巾器１３，１４、積分器１
５、ゲイン１の反転増巾器１１より成り立つてい
る。 状態観測器の動作は、次のようになる。今、例
えば負荷トルクτlが急増すると、速度実際値は
減少し、このため、ε＝ω−ω＾＜０の偏差信号が
でる。この偏差信号εを極性反転してゲインg2の
増巾器１４、積分器１５を介して電流実際値iaと
比較する。積分器１５の出力は速度調節器出力信
号に加算されて、電流指令値ia*は増加し、電流
実際値iaは増加する。界磁φが一定のときは、積
分器１５の出力は負荷トルク相当値τlで、iaの
増加に応じてτlは増加し、ω＾は減少方向に動
き、ω＾→ωとなる。最終的には積分器１２，１５
の入力はゼロになり平衡する結果、τl＝τl、ω＾
＝ωとなる。 増巾要素g1はオブザーバー内のループにある２
ケの積分要素により生じる自励振動を抑制し、安
定化を計るために付け加えられている。
レオナード直流他励電動機が使用される。圧延材
は複数スタンドにまたがつており、各圧延機の回
転速度は負荷によらず一定に制御されることが望
まれる。 圧延材先端が圧延ロールにかみ込んだ瞬間には
圧延ロールの速度は瞬時降下し、過渡的に変動す
る。生産性の向上、製品品質の向上のために、高
速圧延が要求されるようになつてくると、圧延材
かみこみ時の急峻な負荷トルク変動分による圧延
ロールの速度瞬時降下（インパクトドロツプ）、
速度回復時間（リカバリータイム）を出来るだけ
小さく制御する必要がある。 従来、直流他励電動機の速度制御には、電流制
御系をマイナーループとしてもサイリスタレオナ
ードによる速度制御装置が使用され、速応性の高
い制御が行われているが、速度調節器が比例積分
動作のために、負荷急変時の速度変動に対する修
正動作に時間遅れが伴い、速度変動を小さくする
には限界がある。 このような欠点を除去するものとして、たとえ
ば、特願昭54−5492号（特開昭54−109118号）に
よれば、電動機の速度の自動制御ループを構成す
る調節器として純粋なＰ調節器を用い、かつ、電
動機の起動時定数を模擬する回路を含み電動機の
速度および電流の検出値を入力信号として受け取
つて電動機の負荷トルク相当の推定値を出力信号
として発生する状態観測器を設け、その状態観測
器の出力信号を、電動機の速度の自動制御ループ
を構成する調節器の出力信号に加算して、電動機
のトルクもしくは電流の自動制御ループを構成す
る電流調節器に与える直流電動機の制御装置が既
に提案されている。 第３図はこの既提案に係る直流電動機の制御装
置の要部ブロツク図である。この第３図におい
て、破線枠１は速度制御系を示し、破線枠２０は
状態観測器（オブザーバ）を示す。自動速度制御
ループを構成するための主調節器、すなわち速度
調節器３０は純粋なＰ調節器である。自動速度制
御ループの内側のループ（マイナループ）として
トルクもしくは電流の自動制御ループが設けられ
ている。ここでは電流調節器４により電機子電流
の制御ループが構成されている。電流調節器４と
しては同様にＰ調節器が用いられる。電流調節
器４によつて制御されるサイリスタ整流装置５は
伝達関数exp（−STL）を有するむだ時間要素と
して図示されている。このサイリスタ整流装置か
ら電機子回路に電圧Eaを供給され速度ωで回転
する直流電動機は、伝達関数（１／Ra）／
（１／STa）を有する電機子回路６と、磁束φを
係数とする比例要素７と、伝達関数１／（STJ）
を有する起動時定数回路（機械系）８とで原理的
に図解されている。すなわち、供給電圧Eaと起
動Ｅω＝φ・ωとの差電圧を一次遅れ要素６に与
えることにより電機子電流iaが生じ、これにφを
乗算することにより電動機トルクτM＝φ・iaが
生じ、この電動機トルクτMと負荷トルクτlとの
差が積分時間ＴJ（起動時定数）を有する積分要
素８に印加され、この積分要素８の出力が速度ω
となるというように考えることができる。速度実
際直流他励電動機ωは速度調節器３０の入力側に
導かれ、速度目標値ω*と比較される。速度調節
器３０は速度制御偏差ω*−ωに応じて電機子電
流目標値ia*を出力する。電機子電流実際値iaは
電流調節器４の入力側に導かれ、電流目標値ia*
と比較される。電流調節器４は電流制御偏差ia*
−iaに応じてサイリスタ整流装置５のための制御
信号を発生する。 第２図の既提案においては、上述の速度制御系
１に対し、状態観測器（オブザーバ）２０を組み
合せて負荷外乱を補償するようにしている。 状態観測器２０は、電流実際値ia、速度実際値
ωを入力とし、負荷外乱量τlの推定値τlを出力
する。このτlを、純粋なＰ調節器から成る速度
調節器３０の出力信号即ち電流指令値ia*に加算
するようにしている。 状態観測器の構成は、起動時定数等価モデル１
２、ゲインg1，g2の増巾器１３，１４、積分器１
５、ゲイン１の反転増巾器１１より成り立つてい
る。 状態観測器の動作は、次のようになる。今、例
えば負荷トルクτlが急増すると、速度実際値は
減少し、このため、ε＝ω−ω＾＜０の偏差信号が
でる。この偏差信号εを極性反転してゲインg2の
増巾器１４、積分器１５を介して電流実際値iaと
比較する。積分器１５の出力は速度調節器出力信
号に加算されて、電流指令値ia*は増加し、電流
実際値iaは増加する。界磁φが一定のときは、積
分器１５の出力は負荷トルク相当値τlで、iaの
増加に応じてτlは増加し、ω＾は減少方向に動
き、ω＾→ωとなる。最終的には積分器１２，１５
の入力はゼロになり平衡する結果、τl＝τl、ω＾
＝ωとなる。 増巾要素g1はオブザーバー内のループにある２
ケの積分要素により生じる自励振動を抑制し、安
定化を計るために付け加えられている。
ところで、本発明者等が第３図に示された従来
技術の制御装置において実際に製作して、実験を
行つてみたところ、第３図の制御装置において
は、τl＝τlとはならず、τlとτlとの間にオフセ
ツトが発生することが見出された。 そこで、本発明者等はこの原因を追求すべく
種々の実験と検討を重ねた結果、従来技術の制御
装置は速度調節器３０を純粋なＰ調節器として構
成すること、つまり速度調節器３０に積分動作を
行わせないことによつて速度目標値のステツプ状
変化の際に速度調節の制御挙動の行過ぎを少なく
するようにしたものであるが、かかるオフセツト
の原因は状態観測器における時定数に起因する演
算誤差の問題と速度調節器をＰ調節器として構成
したこととにあることを突き止めた。 すなわち、第３図の制御装置において、負荷外
乱τLとその推定値τLとの関係は、次の演算式で
表される。 ここで、電動機の起動時定数回路８の時定数Ｔ
Jと積分回路（起動時定数模擬回路）１２の時定
数ＴJとがＴJ＝ＴJなる関係になつている場合に
は、第１式は第２式に変形できる。 第２式において時間を無限大とすると、第２式
は第３式となる。 τL＝τL (3) しかしながら、実際問題としては、電動機の起
動時定数回路８の時定数ＴJに積分回路（起動時
定数模擬回路）１２の時定数ＴJを完全に一致さ
せて模擬することは極めて困難である。厳密には
ＴJ≠ＴJとなつてしまうことが多い。 そこで、ＴJとＴJとの偏差を考慮して、ＴJ＝
ＴJ（１＋△）と設定する。この関係を第１式に
代入すると、第１式は第４式に変形される。 ここで、第４式において、前述の場合と同様
に、時間を無限とすると、第４式は第５式とな
る。 τL＝τL＋△（τL−τM） (5) このように、第３図の制御装置においては、電
動機の起動時定数回路８の時定数ＴJに積分回路
（起動時定数模擬回路）１２の時定数ＴJを完全に
一致させて模擬することができない場合には、た
とえば第５式の右辺第２項の△（τL−τM）なる
オフセツトが生じてしまう。 ところが、第３図の制御装置は速度制御調節器
３０として純粋なＰ調節器を使用することが原理
となつており、そのためかかるオフセツトを除去
することができない。それゆえ、第３図の制御装
置においては負荷外乱の影響を完全に除去できな
い。 さらに、第３図の制御装置においては、状態観
測器２０は負荷外乱τLの推定値τLを出力信号と
している。 しかしながら、本発明者等の実験によれば、か
かる推定量τLを出力信号とするだけでは、負荷
外乱の急変時に速度のインパクトドロツプの減少
をあまり期待できないということも判明した。 そこで、本発明は、上述した点に鑑みてなさ
れ、負荷急変時の速度インパクトドロツプおよび
リカバリータイムをより小さく抑制することがで
きるようにすると共に、たとえば、電動機の起動
時定数回路の時定数ＴJに積分回路（起動時定数
模擬回路）１２の時定数ＴJを完全に一致させて
模擬することができない場合でも、負荷外乱量と
その推定値とを一致させることができるような直
流電動機の制御装置を提供することを目的とす
る。
技術の制御装置において実際に製作して、実験を
行つてみたところ、第３図の制御装置において
は、τl＝τlとはならず、τlとτlとの間にオフセ
ツトが発生することが見出された。 そこで、本発明者等はこの原因を追求すべく
種々の実験と検討を重ねた結果、従来技術の制御
装置は速度調節器３０を純粋なＰ調節器として構
成すること、つまり速度調節器３０に積分動作を
行わせないことによつて速度目標値のステツプ状
変化の際に速度調節の制御挙動の行過ぎを少なく
するようにしたものであるが、かかるオフセツト
の原因は状態観測器における時定数に起因する演
算誤差の問題と速度調節器をＰ調節器として構成
したこととにあることを突き止めた。 すなわち、第３図の制御装置において、負荷外
乱τLとその推定値τLとの関係は、次の演算式で
表される。 ここで、電動機の起動時定数回路８の時定数Ｔ
Jと積分回路（起動時定数模擬回路）１２の時定
数ＴJとがＴJ＝ＴJなる関係になつている場合に
は、第１式は第２式に変形できる。 第２式において時間を無限大とすると、第２式
は第３式となる。 τL＝τL (3) しかしながら、実際問題としては、電動機の起
動時定数回路８の時定数ＴJに積分回路（起動時
定数模擬回路）１２の時定数ＴJを完全に一致さ
せて模擬することは極めて困難である。厳密には
ＴJ≠ＴJとなつてしまうことが多い。 そこで、ＴJとＴJとの偏差を考慮して、ＴJ＝
ＴJ（１＋△）と設定する。この関係を第１式に
代入すると、第１式は第４式に変形される。 ここで、第４式において、前述の場合と同様
に、時間を無限とすると、第４式は第５式とな
る。 τL＝τL＋△（τL−τM） (5) このように、第３図の制御装置においては、電
動機の起動時定数回路８の時定数ＴJに積分回路
（起動時定数模擬回路）１２の時定数ＴJを完全に
一致させて模擬することができない場合には、た
とえば第５式の右辺第２項の△（τL−τM）なる
オフセツトが生じてしまう。 ところが、第３図の制御装置は速度制御調節器
３０として純粋なＰ調節器を使用することが原理
となつており、そのためかかるオフセツトを除去
することができない。それゆえ、第３図の制御装
置においては負荷外乱の影響を完全に除去できな
い。 さらに、第３図の制御装置においては、状態観
測器２０は負荷外乱τLの推定値τLを出力信号と
している。 しかしながら、本発明者等の実験によれば、か
かる推定量τLを出力信号とするだけでは、負荷
外乱の急変時に速度のインパクトドロツプの減少
をあまり期待できないということも判明した。 そこで、本発明は、上述した点に鑑みてなさ
れ、負荷急変時の速度インパクトドロツプおよび
リカバリータイムをより小さく抑制することがで
きるようにすると共に、たとえば、電動機の起動
時定数回路の時定数ＴJに積分回路（起動時定数
模擬回路）１２の時定数ＴJを完全に一致させて
模擬することができない場合でも、負荷外乱量と
その推定値とを一致させることができるような直
流電動機の制御装置を提供することを目的とす
る。
このような目的を達成するために、本発明は、
電動機速度の自動制御ループを構成する速度調節
器としてＰ調節器を用い、かつ、電動機の起動
時定数を模擬する起動時定数模擬回路としての第
１の積分器と第２の積分器とを有し、第１の入力
信号である電動機の電流検出値によつて与えられ
る電動機の負荷トルク相当値と第２の積分器の出
力信号である電動機の負荷トルク推定値との差が
第１の積分器に入力され、第２の入力信号である
電動機の速度検出値と第１の積分器の出力信号と
の差がそれぞれ係数要素を介して一方では第１の
積分器に帰還されかつ他方では第２の積分器に入
力され、そして、第２の積分器の入力信号である
電動機の負荷トルク推定値の微分値を不感帯要素
に入れて電動機の負荷トルク推定値の微分値信号
τlを導出し、この導出された微分値τlと電動機
の負荷トルク推定値τlとの和τl＋τlを出力信号
として発生する状態観測器を設け、この状態観測
器の出力信号τl＋τlを電動機の速度の自動制御
ループを構成する調節器の出力信号に加算して、
電動機のトルクもしくは電流の自動制御ループを
構成する電流調節器に与えるようにしたことを特
徴とする。
電動機速度の自動制御ループを構成する速度調節
器としてＰ調節器を用い、かつ、電動機の起動
時定数を模擬する起動時定数模擬回路としての第
１の積分器と第２の積分器とを有し、第１の入力
信号である電動機の電流検出値によつて与えられ
る電動機の負荷トルク相当値と第２の積分器の出
力信号である電動機の負荷トルク推定値との差が
第１の積分器に入力され、第２の入力信号である
電動機の速度検出値と第１の積分器の出力信号と
の差がそれぞれ係数要素を介して一方では第１の
積分器に帰還されかつ他方では第２の積分器に入
力され、そして、第２の積分器の入力信号である
電動機の負荷トルク推定値の微分値を不感帯要素
に入れて電動機の負荷トルク推定値の微分値信号
τlを導出し、この導出された微分値τlと電動機
の負荷トルク推定値τlとの和τl＋τlを出力信号
として発生する状態観測器を設け、この状態観測
器の出力信号τl＋τlを電動機の速度の自動制御
ループを構成する調節器の出力信号に加算して、
電動機のトルクもしくは電流の自動制御ループを
構成する電流調節器に与えるようにしたことを特
徴とする。
【作用】
本発明においては、速度調節器としてＰ調
節器が使用される。 従つて、本発明においては、電動機の起動時
定数回路の時定数ＴJに積分回路（起動時定数
模擬回路）の時定数ＴJを完全に一致させて模
擬することができず、負荷外乱量τLとその推
定量τLとの間に偏差（オフセツト）が生じて
も、速度調節器の積分作用（）により、かか
るオフセツトは除去される。 本発明においては、負荷外乱の推定量τLと
その微分値τLとの和τL＋τLが状態観測器の
出力信号として、速度調節器の出力信号（電流
指令値ia*）に加算される。 従つて、本発明においては、負荷外乱の急変
時に、負荷外乱推定値の微分値τLがかかる電
流指令値ia*に加算されるので、見掛け上はこ
の電流指令値を突き上げた形となり、その結
果、速度のインパクトドロツプにより減少させ
られる。 本発明においては、電動機の負荷トルクの推
定値の微分値はτlは不感帯要素を介される。 従つて、本発明においては、不感帯要素の作
用により、電動機の回転速度ωの検出用タコジ
エネレータに含まれるリツプルの影響が除去さ
れる。
節器が使用される。 従つて、本発明においては、電動機の起動時
定数回路の時定数ＴJに積分回路（起動時定数
模擬回路）の時定数ＴJを完全に一致させて模
擬することができず、負荷外乱量τLとその推
定量τLとの間に偏差（オフセツト）が生じて
も、速度調節器の積分作用（）により、かか
るオフセツトは除去される。 本発明においては、負荷外乱の推定量τLと
その微分値τLとの和τL＋τLが状態観測器の
出力信号として、速度調節器の出力信号（電流
指令値ia*）に加算される。 従つて、本発明においては、負荷外乱の急変
時に、負荷外乱推定値の微分値τLがかかる電
流指令値ia*に加算されるので、見掛け上はこ
の電流指令値を突き上げた形となり、その結
果、速度のインパクトドロツプにより減少させ
られる。 本発明においては、電動機の負荷トルクの推
定値の微分値はτlは不感帯要素を介される。 従つて、本発明においては、不感帯要素の作
用により、電動機の回転速度ωの検出用タコジ
エネレータに含まれるリツプルの影響が除去さ
れる。
次に本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説
明する。 第１図は本発明の一実施例のブロツク構成図で
あり、第２図は本発明の効果の１つの説明するた
めの特性図である。第１図において、第３図の各
部分と同一機能を有する部分には同一符号が付さ
れている。 第１図の実施例が第３図の従来技術と主に異な
る点は、 速度調節器３がＰ調節器として構成されて
いる点、 状態観測器２は負荷外乱量τlの推定値τlと
その微分値τlとの和τl＋τlを出力信号として
発生する点、 その場合に、かかる微分値τlは不感帯要素
１６を通される点、 である。 以下において、第１図の構成を第２図と同様に
して説明する。破線枠１は速度制御系を示し、破
線枠２は本発明に係る状態観測器（オブザーバ）
を示す。自動速度制御ループを構成するための主
調節器、すなわち速度調節器３は本発明に基づき
Ｐ調節器である。自動速度制御ループの内側の
ループ（マイナループ）としてトルクもしくは電
流の自動制御ループが設けられている。本実施例
では電流調節器４により電機子電流の制御ループ
が構成されている。電流調節器４としては同様に
Ｐ調節器が用いられる。電流調節器４によつて
制御されるサイリスタ整流装置５は伝達関数exp
（−STL）を有するむだ時間要素として図示され
ている。このサイリスタ整流装置から電機子回路
に電圧Eaを供給され速度ωで回転する直流電動
機は、伝達関数（１／Ra）／（１＋STa）を有
する電機子回路６と、磁束φを係数とする比例要
素７と、伝達関数１／（STJ）を有する起動時定
数回路（機械系）８とで原理的に図解されてい
る。すなわち、供給電圧Eaと起動Ｅω＝φ・ω
との差電圧を一次遅れ要素６に与えることにより
電機子電流iaが生じ、これにφを乗算することに
より電動機トルクτM＝φ・iaが生じ、この電動
機トルクτMと負荷トルクτlとの差が積分時間Ｔ
J（起動時定数）を有する積分要素８に印加さ
れ、この積分要素８の出力が速度ωとなるという
ように考えることができる。速度実際値ωは１／
（１＋STFω）なる一次遅れ要素として図示され
た速度検出用フイルタ１０を介して速度調節器３
の入力側に導かれ、速度目標値ω*と比較され
る。速度調節器３は速度制御偏差ω*−ωに応じ
て電機子電流目標値ia*を出力する。電機子電流
実際値iaは伝達関数１／（１＋STFC）なる一次
遅れ要素として図示された電流検出用フイルタ９
を介して電流調節器４の入力側に導かれ、電流目
標値ia*と比較される。電流調節器４は電流制御
偏差ia*−iaに応じてサイリスタ整流装置５のた
めの制御信号を発生する。 本発明は、上述の速度制御系１に対し、２の状
態観測器（オブザーバ）を組み合せて負荷外乱を
補償するようにしたものである。 状態観測器は、電流実際値ia、速度実際値ωを
入力とし、負荷外乱量τlの推定値τl及びその微
分値τlの和τl＋τlを出力する。このτl＋τl
を、従来の速度調節器の出力信号即ち電流指令値
ia*に加算するようにしている。 状態観測器の構成は、起動時定数等価モデル１
２、ゲインg1，g2の増巾器１３，１４、積分器１
５、不感帯演算要素１６、ゲイン１の反転増巾器
１１より成り立つている。 状態観測器の動作は、次のようになる。今、例
えば負荷トルクτlが急増すると、速度実際値は
減少し、このため、ε＝ω−ω＾＜０の偏差信号が
でる。この偏差信号εを極性反転してゲインg2の
増巾器１４、積分器１５を介して電流実際値iaと
比較する。積分器１５の出力は速度調節器出力信
号に加算されて、電流指令ia*は増加し、電流実
際値iaは増加する。界磁φが一定のときは、積分
器１５の出力は負荷トルク相当量τlで、iaの増
加に応じてτlは増加し、ω＾は減少方向に動き、
ω＾→ωとなる。最終的には積分器１２，１５の入
力はゼロになり平衡する結果、τl＝τl、ω＾＝ω
となる。 増巾要素g1はオブザーバー内のループにある２
ケの積分要素により生じる自励振動を抑制し、安
定化を計るために付け加えられている。 ところで、今、第２図ａに示すように、負荷外
乱量τlがステツプ状に急変したとする。この場
合、負荷外乱量の推定値τlは積分回路１２の積
分作用によりｂの如く緩慢に上昇する。一方、そ
の推定値の微分値τlは微分作用によりｃの如く
急峻に立上がる。その結合、状態観測器２の出力
信号τl＋τlはｄの如く微分値τlにより急峻に立
上がり、そして推定値τlに安定する。それゆ
え、負荷外乱の急変時にはこの微分値τlの急峻
な立上がり信号によつて速度のインパクトドロツ
プを減少させることができる。すなわち、本発明
においては、積分要素１５の入力信号はトルク外
乱量の微分値であるから、これをτlに加算して
τl＋τlを電流指令値ia*に加算するようにして
いるので、負荷外乱急変時にiaを突き上げるよう
に動作して、速度のインパクトドロツプをより減
少させる効果がある。この場合τlは不感帯要素
１６を介するようにして、ωの検出用タコジエネ
レータに含まれるリツプルの影響をうけないよう
にしている。 本発明によれば、従来の速度制御ループに負荷
外乱τlの推定値τlとその微分値τlを、電流、速
度実際値ia、ωから演算によりとりだすようにし
た状態観測器を追加し、τl＋τlを速度調節器出
力に加算するようにしたため、速度調節器出力は
ほとんど零付近にあつて動かず、負荷急変時には
オブザーバよりの補償信号τl＋τlで速度のイン
パクトドロツプ、リカバリータイムが減少する。 オブザーバによる推定値τlが、正確に得られ
なくても、速度調節器の積分作用により速度実際
値は精度よく設定値に制御される。
明する。 第１図は本発明の一実施例のブロツク構成図で
あり、第２図は本発明の効果の１つの説明するた
めの特性図である。第１図において、第３図の各
部分と同一機能を有する部分には同一符号が付さ
れている。 第１図の実施例が第３図の従来技術と主に異な
る点は、 速度調節器３がＰ調節器として構成されて
いる点、 状態観測器２は負荷外乱量τlの推定値τlと
その微分値τlとの和τl＋τlを出力信号として
発生する点、 その場合に、かかる微分値τlは不感帯要素
１６を通される点、 である。 以下において、第１図の構成を第２図と同様に
して説明する。破線枠１は速度制御系を示し、破
線枠２は本発明に係る状態観測器（オブザーバ）
を示す。自動速度制御ループを構成するための主
調節器、すなわち速度調節器３は本発明に基づき
Ｐ調節器である。自動速度制御ループの内側の
ループ（マイナループ）としてトルクもしくは電
流の自動制御ループが設けられている。本実施例
では電流調節器４により電機子電流の制御ループ
が構成されている。電流調節器４としては同様に
Ｐ調節器が用いられる。電流調節器４によつて
制御されるサイリスタ整流装置５は伝達関数exp
（−STL）を有するむだ時間要素として図示され
ている。このサイリスタ整流装置から電機子回路
に電圧Eaを供給され速度ωで回転する直流電動
機は、伝達関数（１／Ra）／（１＋STa）を有
する電機子回路６と、磁束φを係数とする比例要
素７と、伝達関数１／（STJ）を有する起動時定
数回路（機械系）８とで原理的に図解されてい
る。すなわち、供給電圧Eaと起動Ｅω＝φ・ω
との差電圧を一次遅れ要素６に与えることにより
電機子電流iaが生じ、これにφを乗算することに
より電動機トルクτM＝φ・iaが生じ、この電動
機トルクτMと負荷トルクτlとの差が積分時間Ｔ
J（起動時定数）を有する積分要素８に印加さ
れ、この積分要素８の出力が速度ωとなるという
ように考えることができる。速度実際値ωは１／
（１＋STFω）なる一次遅れ要素として図示され
た速度検出用フイルタ１０を介して速度調節器３
の入力側に導かれ、速度目標値ω*と比較され
る。速度調節器３は速度制御偏差ω*−ωに応じ
て電機子電流目標値ia*を出力する。電機子電流
実際値iaは伝達関数１／（１＋STFC）なる一次
遅れ要素として図示された電流検出用フイルタ９
を介して電流調節器４の入力側に導かれ、電流目
標値ia*と比較される。電流調節器４は電流制御
偏差ia*−iaに応じてサイリスタ整流装置５のた
めの制御信号を発生する。 本発明は、上述の速度制御系１に対し、２の状
態観測器（オブザーバ）を組み合せて負荷外乱を
補償するようにしたものである。 状態観測器は、電流実際値ia、速度実際値ωを
入力とし、負荷外乱量τlの推定値τl及びその微
分値τlの和τl＋τlを出力する。このτl＋τl
を、従来の速度調節器の出力信号即ち電流指令値
ia*に加算するようにしている。 状態観測器の構成は、起動時定数等価モデル１
２、ゲインg1，g2の増巾器１３，１４、積分器１
５、不感帯演算要素１６、ゲイン１の反転増巾器
１１より成り立つている。 状態観測器の動作は、次のようになる。今、例
えば負荷トルクτlが急増すると、速度実際値は
減少し、このため、ε＝ω−ω＾＜０の偏差信号が
でる。この偏差信号εを極性反転してゲインg2の
増巾器１４、積分器１５を介して電流実際値iaと
比較する。積分器１５の出力は速度調節器出力信
号に加算されて、電流指令ia*は増加し、電流実
際値iaは増加する。界磁φが一定のときは、積分
器１５の出力は負荷トルク相当量τlで、iaの増
加に応じてτlは増加し、ω＾は減少方向に動き、
ω＾→ωとなる。最終的には積分器１２，１５の入
力はゼロになり平衡する結果、τl＝τl、ω＾＝ω
となる。 増巾要素g1はオブザーバー内のループにある２
ケの積分要素により生じる自励振動を抑制し、安
定化を計るために付け加えられている。 ところで、今、第２図ａに示すように、負荷外
乱量τlがステツプ状に急変したとする。この場
合、負荷外乱量の推定値τlは積分回路１２の積
分作用によりｂの如く緩慢に上昇する。一方、そ
の推定値の微分値τlは微分作用によりｃの如く
急峻に立上がる。その結合、状態観測器２の出力
信号τl＋τlはｄの如く微分値τlにより急峻に立
上がり、そして推定値τlに安定する。それゆ
え、負荷外乱の急変時にはこの微分値τlの急峻
な立上がり信号によつて速度のインパクトドロツ
プを減少させることができる。すなわち、本発明
においては、積分要素１５の入力信号はトルク外
乱量の微分値であるから、これをτlに加算して
τl＋τlを電流指令値ia*に加算するようにして
いるので、負荷外乱急変時にiaを突き上げるよう
に動作して、速度のインパクトドロツプをより減
少させる効果がある。この場合τlは不感帯要素
１６を介するようにして、ωの検出用タコジエネ
レータに含まれるリツプルの影響をうけないよう
にしている。 本発明によれば、従来の速度制御ループに負荷
外乱τlの推定値τlとその微分値τlを、電流、速
度実際値ia、ωから演算によりとりだすようにし
た状態観測器を追加し、τl＋τlを速度調節器出
力に加算するようにしたため、速度調節器出力は
ほとんど零付近にあつて動かず、負荷急変時には
オブザーバよりの補償信号τl＋τlで速度のイン
パクトドロツプ、リカバリータイムが減少する。 オブザーバによる推定値τlが、正確に得られ
なくても、速度調節器の積分作用により速度実際
値は精度よく設定値に制御される。
以上に説明したように、本発明によれば、次の
ような効果が奏される。 本発明においては、速度調節器としてＰ調
節器が使用される。 従つて、本発明によれば、電動機の起動時定
数回路の時定数ＴJに積分回路（起動時定数模
擬回路）の時定数ＴJを完全に一致させて模擬
することができず、負荷外乱量τLとその推定
量τLとの間に偏差（オフセツト）が生じて
も、速度調節器の積分作用（）により、かか
るオフセツトを除去することができる。それゆ
え、負荷外乱の影響を完全に除去することがで
きる。 本発明においては、負荷外乱の推定値τLと
その微分値τLとの和τL＋τLが状態観測器の
出力信号として、速度調節器の出力信号（電流
指令値ia*）に加算される。 従つて、本発明によれば、負荷外乱の急変時
に、負荷外乱推定値の微分値τLがかかる電流
指令値ia*に加算されるので、見掛け上はこの
電流指令値を突き上げた形となり、その結果、
速度のインパクトドロツプをより減少させるこ
とができるようになる。 本発明においては、電動機の負荷トルクの推
定値τlの微分値τlは不感帯要素１６を介して
推定値τlに加算される。 従つて、本発明によれば、かかる不感帯要素
の作用により、電動機の回転速度検出用タコジ
エネレータに含まれるリツプルの影響を除去す
ることができる。
ような効果が奏される。 本発明においては、速度調節器としてＰ調
節器が使用される。 従つて、本発明によれば、電動機の起動時定
数回路の時定数ＴJに積分回路（起動時定数模
擬回路）の時定数ＴJを完全に一致させて模擬
することができず、負荷外乱量τLとその推定
量τLとの間に偏差（オフセツト）が生じて
も、速度調節器の積分作用（）により、かか
るオフセツトを除去することができる。それゆ
え、負荷外乱の影響を完全に除去することがで
きる。 本発明においては、負荷外乱の推定値τLと
その微分値τLとの和τL＋τLが状態観測器の
出力信号として、速度調節器の出力信号（電流
指令値ia*）に加算される。 従つて、本発明によれば、負荷外乱の急変時
に、負荷外乱推定値の微分値τLがかかる電流
指令値ia*に加算されるので、見掛け上はこの
電流指令値を突き上げた形となり、その結果、
速度のインパクトドロツプをより減少させるこ
とができるようになる。 本発明においては、電動機の負荷トルクの推
定値τlの微分値τlは不感帯要素１６を介して
推定値τlに加算される。 従つて、本発明によれば、かかる不感帯要素
の作用により、電動機の回転速度検出用タコジ
エネレータに含まれるリツプルの影響を除去す
ることができる。
第１図は本発明の一実施例のブロツク構成図、
第２図は本発明の効果について説明するための特
性図、第３図は従来の直流電動機の制御装置のブ
ロツク構成図である。 １……自動速度制御系、２……状態観測器、３
……速度調節器、４……電流調節器、５……サイ
リスタ整流装置、６……電機子回路、８……起動
時定数回路、９……電流検出用フイルタ、１０…
…速度検出用フイルタ、１１……反転増巾器、１
２……積分器（起動時定数模擬回路）、１３，１
４……増巾器、１５……積分器、１６……不感帯
要素。
第２図は本発明の効果について説明するための特
性図、第３図は従来の直流電動機の制御装置のブ
ロツク構成図である。 １……自動速度制御系、２……状態観測器、３
……速度調節器、４……電流調節器、５……サイ
リスタ整流装置、６……電機子回路、８……起動
時定数回路、９……電流検出用フイルタ、１０…
…速度検出用フイルタ、１１……反転増巾器、１
２……積分器（起動時定数模擬回路）、１３，１
４……増巾器、１５……積分器、１６……不感帯
要素。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電動機速度の自動制御ループの内側に電動機
のトルクもしくは電流の自動制御ループが設けら
れている直流電動機の制御装置において、 電動機速度の自動制御ループを構成する速度調
節器としてＰ調節器を用い、 電動機の起動時定数を模擬する起動時定数模擬
回路としての第１の積分器と第２の積分器とを有
し、第１の入力信号である電動機の電流検出値に
よつて与えられる電動機の負荷トルク相当値と第
２の積分器の出力信号である電動機の負荷トルク
推定値との差が第１の積分器に入力され、第２の
入力信号である電動機の速度検出値と第１の積分
器の出力信号との差がそれぞれ係数要素を介して
一方では第１の積分器に帰還されかつ他方では第
２の積分器に入力され、そして、第２の積分器の
入力信号である電動機の負荷トルク推定値の微分
値を不感帯要素１６に入れて電動機の負荷トルク
推定値の微分値信号τlを導出し、この導出され
た微分値τlと電動機の負荷トルク推定値τlとの
和τl＋τlを出力信号として発生する状態観測器
を設け、この状態観測器の出力信号τl＋τlを、
電動機の速度の自動制御ループを構成する調節器
の出力信号に加算して、電動機のトルクもしくは
電流の自動制御ループを構成する電流調節器に与
えるようにしたことを特徴とする直流電動機の制
御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6969679A JPS55162894A (en) | 1979-06-04 | 1979-06-04 | Controller for dc motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6969679A JPS55162894A (en) | 1979-06-04 | 1979-06-04 | Controller for dc motor |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61228806A Division JPS62118783A (ja) | 1986-09-27 | 1986-09-27 | 直流 電動機 の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55162894A JPS55162894A (en) | 1980-12-18 |
| JPS6217476B2 true JPS6217476B2 (ja) | 1987-04-17 |
Family
ID=13410277
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6969679A Granted JPS55162894A (en) | 1979-06-04 | 1979-06-04 | Controller for dc motor |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55162894A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01141559U (ja) * | 1988-03-16 | 1989-09-28 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57199486A (en) * | 1981-06-03 | 1982-12-07 | Fuji Electric Co Ltd | Controller for speed of motor |
| JPS57199487A (en) * | 1981-06-03 | 1982-12-07 | Fuji Electric Co Ltd | Controller for speed of motor |
| US4502109A (en) * | 1982-09-14 | 1985-02-26 | Vickers, Incorporated | Apparatus for estimating plural system variables based upon a single measured system variable and a mathematical system model |
| JPS5972987A (ja) * | 1982-10-20 | 1984-04-25 | Fuji Electric Co Ltd | 電動機の速度制御装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54109118A (en) * | 1978-01-19 | 1979-08-27 | Siemens Ag | Rotation speed controller |
-
1979
- 1979-06-04 JP JP6969679A patent/JPS55162894A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54109118A (en) * | 1978-01-19 | 1979-08-27 | Siemens Ag | Rotation speed controller |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01141559U (ja) * | 1988-03-16 | 1989-09-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55162894A (en) | 1980-12-18 |
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