JPS6216021A - パルス幅変調された切換クロツク信号の同期装置 - Google Patents
パルス幅変調された切換クロツク信号の同期装置Info
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- JPS6216021A JPS6216021A JP61158893A JP15889386A JPS6216021A JP S6216021 A JPS6216021 A JP S6216021A JP 61158893 A JP61158893 A JP 61158893A JP 15889386 A JP15889386 A JP 15889386A JP S6216021 A JPS6216021 A JP S6216021A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/285—Single converters with a plurality of output stages connected in parallel
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の関連する技術分野
本発明は複数のクロック制御される直流電圧変換器のパ
ルス幅変調された切換クロック信号の同期のための装量
であって、前記直流電圧変換器が各々、固有発振器を有
する調整回路を１つ備えており、該調整回路が各々１つ
の、コンデンサ用の第１の端子と発振器周波数決定用抵
抗のための第２の端子とを備えており、その際調整回路
の第３端子に、パルス変調された切換クロックがスイッ
チングトランジスタの制御のために加えられ、第４の端
子には、パルス幅変調された切換クロックに対し１８０
０位相シフトしたパルスが加えられる同期装置に関する
。
ルス幅変調された切換クロック信号の同期のための装量
であって、前記直流電圧変換器が各々、固有発振器を有
する調整回路を１つ備えており、該調整回路が各々１つ
の、コンデンサ用の第１の端子と発振器周波数決定用抵
抗のための第２の端子とを備えており、その際調整回路
の第３端子に、パルス変調された切換クロックがスイッ
チングトランジスタの制御のために加えられ、第４の端
子には、パルス幅変調された切換クロックに対し１８０
０位相シフトしたパルスが加えられる同期装置に関する
。
従来技術
複数のクロック制御される直流電圧変換器のパルス幅変
調された切換クロック信号の同期のための回路装置はド
イツ連邦共和国特許出願公開第３２２３１７９号公報か
ら公知である。公知の装置では、パルス幅変調された切
換クロックを送出するユニットが外部から適当な周波数
とオンオフ比１：１を有するクロック信号により制御さ
れる。従って、複数のクロック制御される直流電圧変換
器のパルス幅変調された切換クロック信号の周期は前記
公知公報によれば、すべての直流電圧変換器に同じクロ
ック発生器のクロック信号を供給することにより行なわ
れる。すべての直流電圧変換器が同じ１次電圧源に接続
されているので（以下常にこの構成であるものと仮定す
る）、上記公知の形式のようなすべての直流電圧変換器
の同期は、１次電圧源のピーク負荷が、例えばクロック
信号の最初の半周期の間に高くなりすぎる。このピーク
負荷を抑圧するために、上記公知公報によれば、すべて
の直流電圧変換器のうちの一部に直接のクロック信号を
供給し、他の部分にクロック発生器のクロック信号の反
転信号を供給する。このようにすると１次電圧源の負荷
がクロック信号の両生周期にほぼ均等に分配される。こ
のようにして、同期化された２つの任意の直流電圧変換
器のパルス幅変調された切換クロック信号は互いに位相
偏差（時間シフト）も１８０°の位相差も有しない。
調された切換クロック信号の同期のための回路装置はド
イツ連邦共和国特許出願公開第３２２３１７９号公報か
ら公知である。公知の装置では、パルス幅変調された切
換クロックを送出するユニットが外部から適当な周波数
とオンオフ比１：１を有するクロック信号により制御さ
れる。従って、複数のクロック制御される直流電圧変換
器のパルス幅変調された切換クロック信号の周期は前記
公知公報によれば、すべての直流電圧変換器に同じクロ
ック発生器のクロック信号を供給することにより行なわ
れる。すべての直流電圧変換器が同じ１次電圧源に接続
されているので（以下常にこの構成であるものと仮定す
る）、上記公知の形式のようなすべての直流電圧変換器
の同期は、１次電圧源のピーク負荷が、例えばクロック
信号の最初の半周期の間に高くなりすぎる。このピーク
負荷を抑圧するために、上記公知公報によれば、すべて
の直流電圧変換器のうちの一部に直接のクロック信号を
供給し、他の部分にクロック発生器のクロック信号の反
転信号を供給する。このようにすると１次電圧源の負荷
がクロック信号の両生周期にほぼ均等に分配される。こ
のようにして、同期化された２つの任意の直流電圧変換
器のパルス幅変調された切換クロック信号は互いに位相
偏差（時間シフト）も１８０°の位相差も有しない。
個々の直流電圧変換器が市販の制御ユニット（以下調整
回路と称す）を備えているとき（殊にＴＤＡ ４７１４
およびＴＤＡ ４７１６タイプの制御ユニットが想定さ
れている）、この調整回路の特殊な構成故に、複数の直
流電圧変換器を選択可能な位相差Ｏ０または１８００で
同期すべきとき問題が生ずる。即ち。
回路と称す）を備えているとき（殊にＴＤＡ ４７１４
およびＴＤＡ ４７１６タイプの制御ユニットが想定さ
れている）、この調整回路の特殊な構成故に、複数の直
流電圧変換器を選択可能な位相差Ｏ０または１８００で
同期すべきとき問題が生ずる。即ち。
調整回路が２つの端子を備えており、調整回路内の発振
器の周波数を決定するために、前記一方の端子を抵抗に
接続し、前記他方の端子をコンデンサに接続しなければ
ならない。各調整回路を、すべて同じ公称周波数で動作
するように接続すると、確かに調整回路ないし直流電圧
変換器が互いに依存しない動作経過となるので高いピー
ク負荷の問題は解消されるであろうが、公称周波数の不
可避の偏差故に変調積が生じ、この変調積は１次電圧源
への導線を介して伝播され、１次電圧源に接続されたそ
の他の負荷を妨害することになる。このような変調積を
高価な手段を用いて抑圧しなければならなくなる。
器の周波数を決定するために、前記一方の端子を抵抗に
接続し、前記他方の端子をコンデンサに接続しなければ
ならない。各調整回路を、すべて同じ公称周波数で動作
するように接続すると、確かに調整回路ないし直流電圧
変換器が互いに依存しない動作経過となるので高いピー
ク負荷の問題は解消されるであろうが、公称周波数の不
可避の偏差故に変調積が生じ、この変調積は１次電圧源
への導線を介して伝播され、１次電圧源に接続されたそ
の他の負荷を妨害することになる。このような変調積を
高価な手段を用いて抑圧しなければならなくなる。
そもそも上記の市販の調整回路では複数の調整回路の同
期の可能性について何ら考慮されていなかった。
期の可能性について何ら考慮されていなかった。
発明が解決しようとする問題点
本発明の目的は、上記の詳細に説明した調整回路を備え
ていて２つの任意の切換クロック信号の間の位相差を０
０および１８００のいずれかに選択することができる、
複数の直流電圧変換器のパルス幅変調された切換クロッ
ク信号の同期のための装置を提供することにある。
ていて２つの任意の切換クロック信号の間の位相差を０
０および１８００のいずれかに選択することができる、
複数の直流電圧変換器のパルス幅変調された切換クロッ
ク信号の同期のための装置を提供することにある。
問題点を解決するだめの手段
この目的は本発明によれば次のような構成を有する冒頭
に述べた形式の同期装置によって達成される。即ち： すべての直流電圧変換器の調整回路の第１の端子を共通
の１つのコンデンサに接続し、第２の端子に個別の抵抗
を設け、第１の調整回路のパルス幅変調された切換クロ
ック信号と１８００位相シフトした・々ルスとを論理回
路の１つの入力側に供給し、後続の第１のフリップフロ
ップを用いてオンオフ比１：１の変調されない切換クロ
ックを取出し、その他の各調整回路に対して３つの入力
側と１つの出力側とを有する判別回路を設け、第１のフ
リップフロップの出力側が対応の判別回路の第１の入力
側に接続されてお・シ、調整回路の第３および第牛の端
子が対応の判別回路の他の２つの端子に接続されており
、前記判別回路は所属のスイッチングトランジスタのた
めの投入接続時間が第１の調整回路の切換クロックの所
定の半周期にくるときに別の調整回路の第３または第４
端子からのパルスを通過させるようにする。
に述べた形式の同期装置によって達成される。即ち： すべての直流電圧変換器の調整回路の第１の端子を共通
の１つのコンデンサに接続し、第２の端子に個別の抵抗
を設け、第１の調整回路のパルス幅変調された切換クロ
ック信号と１８００位相シフトした・々ルスとを論理回
路の１つの入力側に供給し、後続の第１のフリップフロ
ップを用いてオンオフ比１：１の変調されない切換クロ
ックを取出し、その他の各調整回路に対して３つの入力
側と１つの出力側とを有する判別回路を設け、第１のフ
リップフロップの出力側が対応の判別回路の第１の入力
側に接続されてお・シ、調整回路の第３および第牛の端
子が対応の判別回路の他の２つの端子に接続されており
、前記判別回路は所属のスイッチングトランジスタのた
めの投入接続時間が第１の調整回路の切換クロックの所
定の半周期にくるときに別の調整回路の第３または第４
端子からのパルスを通過させるようにする。
実施例
次に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。
第１図の実施例において２つの直流電圧変換器の切換ク
ロックは相互に同期されている。第１図には２つの直流
電圧変換器の本発明にとって本質的な構成素子のみ示さ
れている。ＲＳＩおよびＲ３２は直流電圧変換器の調整
回路、ａｌ 、ｂｌ 、Ｃ１、ｄｌは本発明にとって重
要な調整回路Ｒ５１ｔ７）端子、ａ２．ｂ２ 、Ｃ２、
ｄ２は調整回路Ｒ３２の相応の端子である。個別に周波
数設定する際に容量的に接続しなければならない端子ａ
１およびａ２は互いに接続されており、付加的に端子ａ
１と給電電圧源のマイナス極との間にコンデンサＣが接
続されている。
ロックは相互に同期されている。第１図には２つの直流
電圧変換器の本発明にとって本質的な構成素子のみ示さ
れている。ＲＳＩおよびＲ３２は直流電圧変換器の調整
回路、ａｌ 、ｂｌ 、Ｃ１、ｄｌは本発明にとって重
要な調整回路Ｒ５１ｔ７）端子、ａ２．ｂ２ 、Ｃ２、
ｄ２は調整回路Ｒ３２の相応の端子である。個別に周波
数設定する際に容量的に接続しなければならない端子ａ
１およびａ２は互いに接続されており、付加的に端子ａ
１と給電電圧源のマイナス極との間にコンデンサＣが接
続されている。
個別の周波数設定の際に抵抗に接続すべき端子ｂ１は抵
抗Ｒを介してやはり給電電圧源のマイナス極に接続され
ており、他方調整回路ＲＳ２の相応の端子ｂ２は接続さ
れていない。この構成を用いると内部発振器の同期が確
実になる。
抗Ｒを介してやはり給電電圧源のマイナス極に接続され
ており、他方調整回路ＲＳ２の相応の端子ｂ２は接続さ
れていない。この構成を用いると内部発振器の同期が確
実になる。
抵抗Ｒの値および静電容量Ｃの値により内部発振器の周
波数が決定される。端子ｂ２を抵抗に接続すると、この
抵抗を抵抗Ｒに並列接続したときと同様の作用が得られ
る。
波数が決定される。端子ｂ２を抵抗に接続すると、この
抵抗を抵抗Ｒに並列接続したときと同様の作用が得られ
る。
しかし内部発振器が同期していても、調整回路Ｒ３Ｉお
よびＲ３２の相応の端子ｄ１、ｄ２ないしｃ１、Ｃ２に
順次加えられる切換クロックとして使用可能なパルスが
同相になるわけではない。むしろ、例えば端子ｄ１およ
びｄ２に加わる・Ｓルスが位相シフトＯ０またば１８０
０のいずれを有するかは偶然に依る。次に、確実に位相
シフトを定めることのできる構成について説明する。
よびＲ３２の相応の端子ｄ１、ｄ２ないしｃ１、Ｃ２に
順次加えられる切換クロックとして使用可能なパルスが
同相になるわけではない。むしろ、例えば端子ｄ１およ
びｄ２に加わる・Ｓルスが位相シフトＯ０またば１８０
０のいずれを有するかは偶然に依る。次に、確実に位相
シフトを定めることのできる構成について説明する。
端子Ｃ１に加わるパルス幅変調されたクロックは端子ｄ
１に加わるパルスに対して１８００位相シフトしており
、同様のことが端子ｄ２およびＣ２にも当てはまる。調
整回路ＲＳＩでは端子ｄ１に加わるパルスがパルス幅変
調された切換クロックとして用いられ、この切換クロッ
クが図示されていないトランジスタＴ１に供給される。
１に加わるパルスに対して１８００位相シフトしており
、同様のことが端子ｄ２およびＣ２にも当てはまる。調
整回路ＲＳＩでは端子ｄ１に加わるパルスがパルス幅変
調された切換クロックとして用いられ、この切換クロッ
クが図示されていないトランジスタＴ１に供給される。
切換クロックＳｄｌは、第２図に時間的に区切って示さ
れており、基準クロックとして用いられている。調整回
路Ｒ８１は従ってマスター回路と呼べ、調整回路Ｒ３２
はスレーブ回路と呼ぶことができる。端子Ｃ１に加わる
パルスは第２図にＳＣＩで示されており、切換クロック
Ｓｄｌの場合同様の時間部分が示されている。調整回路
Ｒ３２の相応の信号は第２図にＳｄ２ないしＳｃ２で示
されている。
れており、基準クロックとして用いられている。調整回
路Ｒ８１は従ってマスター回路と呼べ、調整回路Ｒ３２
はスレーブ回路と呼ぶことができる。端子Ｃ１に加わる
パルスは第２図にＳＣＩで示されており、切換クロック
Ｓｄｌの場合同様の時間部分が示されている。調整回路
Ｒ３２の相応の信号は第２図にＳｄ２ないしＳｃ２で示
されている。
所属のスイッチングトランジスタＴ１およびＴ２の投入
接続時間に関する情報はパルスＳｄｌ。
接続時間に関する情報はパルスＳｄｌ。
Ｓｃｌ 、Ｓｄ２ 、Ｓｃ２では２進Ｏの状態に含まれ
る。
る。
２つのインバータ■１および■２から成る論理回路Ｌ１
により、パルスＳｄｌおよびＳｃｌが先ず反転されて信
号ＳｄｌとｓｃｌとしてフリップフロップＦ１のＲ入力
側ないしＳ入力側に供給される。フリップフロップＦ１
のＱ出力側には信号ＳＦＩが加わり、第２図に示される
ようにこの信号ＳＦＩはオンオフ比１．１の変調されな
い切換クロックを成している。信号ＳＦＩは判別回路Ｅ
Ｓの入力側Ａに供給される。別の２つの入力側Ｂ、Ｃを
介して判別回路ＥＳは信号Ｓｄ２およびＳｃ２も受けと
る。これら両信号のうち判別回路は、変調されない切換
クロックＳＦＩが２進１を有する半周期において２進Ｏ
を有する信号を、その出力側りに、ひいてはスイッチン
グトランジスタＴ２に転送する。
により、パルスＳｄｌおよびＳｃｌが先ず反転されて信
号ＳｄｌとｓｃｌとしてフリップフロップＦ１のＲ入力
側ないしＳ入力側に供給される。フリップフロップＦ１
のＱ出力側には信号ＳＦＩが加わり、第２図に示される
ようにこの信号ＳＦＩはオンオフ比１．１の変調されな
い切換クロックを成している。信号ＳＦＩは判別回路Ｅ
Ｓの入力側Ａに供給される。別の２つの入力側Ｂ、Ｃを
介して判別回路ＥＳは信号Ｓｄ２およびＳｃ２も受けと
る。これら両信号のうち判別回路は、変調されない切換
クロックＳＦＩが２進１を有する半周期において２進Ｏ
を有する信号を、その出力側りに、ひいてはスイッチン
グトランジスタＴ２に転送する。
この作用は２つの非同期Ｒ−ＳフリップフロップＦ２お
よびＦ３により達成され、これらフリップフロップのＲ
入力側はフリップフロップＦ１のＱ出力側に接続されて
いる。フリップフロップＦ２のＳ入力側には遅延素子ｖ
１によって遅延された信号ＳＣ２が供給され、非同期フ
リップフロップＦ３のＳ入力側には遅延素子■２によっ
て遅延された信号Ｓｄ２が供給される。遅延素子Ｖｌ
、Ｖ２による遅延は、非同期フリップフロップＦ２．Ｆ
３を確実に定義された状態にするために必要である。
よびＦ３により達成され、これらフリップフロップのＲ
入力側はフリップフロップＦ１のＱ出力側に接続されて
いる。フリップフロップＦ２のＳ入力側には遅延素子ｖ
１によって遅延された信号ＳＣ２が供給され、非同期フ
リップフロップＦ３のＳ入力側には遅延素子■２によっ
て遅延された信号Ｓｄ２が供給される。遅延素子Ｖｌ
、Ｖ２による遅延は、非同期フリップフロップＦ２．Ｆ
３を確実に定義された状態にするために必要である。
非同期フリップフロップＦ２のＱ出力側には信号ＳＦ２
が現われ非同期フリップフロップＦ３のＱ出力側には信
号ＳＦ３が現われる。ＯＲゲート０１は両信号を結合し
、図示していない第２の直流電圧変換器のトランジスタ
Ｔ２に結合信号を転送する。
が現われ非同期フリップフロップＦ３のＱ出力側には信
号ＳＦ３が現われる。ＯＲゲート０１は両信号を結合し
、図示していない第２の直流電圧変換器のトランジスタ
Ｔ２に結合信号を転送する。
信号Ｓｄｌ 、ＳＦｌ 、ＳＦ２の比較により（なお信
号ＳＦ２は出力側りの信号でもある）、図示の実施例に
おいて第１および第２の変換器の切換クロック間の位相
シフトを１８００にすることができる。位相７フトを０
０にすべきとき、単にフリップフロップＦ１のＱ出力側
を非同期フリップフロップＦ２およびＦ３のＲ入力側に
接続すればよい。
号ＳＦ２は出力側りの信号でもある）、図示の実施例に
おいて第１および第２の変換器の切換クロック間の位相
シフトを１８００にすることができる。位相７フトを０
０にすべきとき、単にフリップフロップＦ１のＱ出力側
を非同期フリップフロップＦ２およびＦ３のＲ入力側に
接続すればよい。
遅延素子■１および■２は各々、前置接続されたイン・
ぐ−タＩ３ないしＩ５とＲＣ遅延回路Ｒ１，Ｃ１ないし
Ｒ２、Ｃ２と後続のイン・Ｚ−タＩ４ないし■６とから
成る。
ぐ−タＩ３ないしＩ５とＲＣ遅延回路Ｒ１，Ｃ１ないし
Ｒ２、Ｃ２と後続のイン・Ｚ−タＩ４ないし■６とから
成る。
発明の効果
本発明の構成により、冒頭に述べた形式の調整回路を備
えだ複数の直流電圧変換器のパルス幅変調された切換ク
ロック信号の同期装置において、２つの任意の切換クロ
ック信号の間の位相差を００および１８００のいずれか
に選択することができるようになる。
えだ複数の直流電圧変換器のパルス幅変調された切換ク
ロック信号の同期装置において、２つの任意の切換クロ
ック信号の間の位相差を００および１８００のいずれか
に選択することができるようになる。
第１図は本発明の装置の有利な実施例のブロック回路図
、第２図は第１図の回路の動作説明に供する線図である
。 Ｒ５Ｉ 、Ｒ３２・・調整回路、Ｌｌ・・・論理回路、
Ｆｌ 、Ｆ２ 、Ｆ３・・・フリツー１フｏツブ、ｖｌ
。 ■２・遅延素子、ＥＳ・・・判別回路、０１・・・ＯＲ
ゲ − ト 。
、第２図は第１図の回路の動作説明に供する線図である
。 Ｒ５Ｉ 、Ｒ３２・・調整回路、Ｌｌ・・・論理回路、
Ｆｌ 、Ｆ２ 、Ｆ３・・・フリツー１フｏツブ、ｖｌ
。 ■２・遅延素子、ＥＳ・・・判別回路、０１・・・ＯＲ
ゲ − ト 。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、複数のクロック制御される直流電圧変換器のパルス
幅変調された切換クロック信号の同期のための装置であ
つて、前記直流電圧変換器が各々、固有発振器を有する
調整回路を１つ備えており、該調整回路は各々１つの、
コンデンサ用の第１の端子と発振器周波数決定用抵抗の
ための第２の端子とを備えており、その際調整回路の第
３端子に、パルス変調された切換クロックがスイッチン
グトランジスタの制御のために加えられ、第４の端子に
は、パルス幅変調された切換クロックに対し１８０°位
相シフトしたパルスが加えられる同期装置において、す
べての直流電圧変換器の調整回路（ＲＳ１、ＲＳ２）の
第１の端子（ａ１、ａ２）を共通の１つのコンデンサ（
Ｃ）に接続し、第２の端子（ｂ１、ｂ２）に個別の抵抗
（Ｒ）を設け、第１の調整回路（ＲＳ１）のパルス幅変
調された切換クロック信号と１８０°位相シフトしたパ
ルスとを論理回路（Ｌ１）の１つの入力側に供給し、後
続の第１のフリップフロップ（Ｆ１）を用いてオンオフ
比１：１の変調されない切換クロックを取出し、その他
の各調整回路（ＲＳ２）に対して３つの入力側（Ａ、Ｂ
、Ｃ）と１つの出力側（Ｄ）とを有する判別回路（ＥＳ
）を設け、第１のフリップフロップ（Ｆ１）の出力側が
対応の判別回路の第１の入力側（Ａ）に接続されており
、別の調整回路（ＲＳ２）の第３および第４の端子（ｃ
２、ｄ２）が対応の判別回路（ＥＳ）の他の２つの端子
（Ｂ、Ｃ）に接続されており、前記判別回路（ＥＳ）は
所属のスイッチングトランジスタ（Ｔ２）のための投入
接続時間が第１の調整回路（ＲＳ１）の切換クロックの
所定の半周期にくるときに別の調整回路（ＲＳ２）の第
３端子（ｃ２）または第４端子（ｄ２）からのパルスを
通過させるようにすることを特徴とするパルス幅変調さ
れた切換クロック信号の同期装置。 ２、第１の論理回路（Ｌ１）が２つのインバータ（Ｉ１
、Ｉ２）から成り、第１のインバータ（Ｉ１）の出力側
が第１のフリップフロップ（Ｆ１）のＲ入力側に接続さ
れ、第２のインバータ（Ｉ２）の出力側が第１のフリッ
プフロップ（Ｆ１）のＳ入力側に接続されている特許請
求の範囲第１項記載の同期装置。 ３、第１の論理回路がＮＯＲゲートから成り、該ＮＯＲ
ゲートの出力側が帰還接続されたＤフリップフロップの
クロック入力側に接続されている特許請求の範囲第１項
記載の同期装置。 ４、判別回路（ＥＳ）が第１および第２の非同期フリッ
プフロップ（Ｆ２、Ｆ３）と、ＯＲゲート（Ｏ１）と、
２つの遅延素子（Ｖ１、Ｖ２）とから成り、判別回路の
第１の入力側（Ａ）が、両非同期フリップフロップ（Ｆ
２、Ｆ３）の相互に接続されたＲ入力側によつて形成さ
れており、判別回路の第２および第３の入力側（Ｂ、Ｃ
）が各々１つの遅延素子の１つの端子により形成されて
おり、遅延素子（Ｖ１）の第２の端子は第１の非同期フ
リップフロップ（Ｆ２）のＳ入力側に接続されており、
別の遅延素子（Ｖ２）の第２の端子は第２の非同期フリ
ップフロップ（Ｆ３）のＳ入力側に接続されており、Ｏ
Ｒゲート（Ｏ１）の入力側が各々非同期フリップフロッ
プ（Ｆ２、Ｆ３）の各１つの出力側（Ｑ）に接続されて
おり、判別回路（ＥＳ）の出力側（Ｄ）がＯＲゲート（
Ｏ１）の出力側を形成している特許請求の範囲第１項記
載の同期装置。 ５、判別回路（ＥＳ）がＮＯＲゲートとＡＮＤゲートと
から成り、ＮＯＲゲートの出力側がＡＮＤゲートの入力
側に接続されており、判別回路（ＥＳ）の第１の入力側
（Ａ）がＡＮＤゲートの別の入力側によつて形成されて
おり、ＮＯＲゲートの両入力側によつて判別回路（ＥＳ
）の第２の入力側（Ｂ）と第３の入力側（Ｃ）とが形成
されており、判別回路（ＥＳ）の出力側（Ｄ）がＡＮＤ
ゲートの出力側によつて形成されている特許請求の範囲
第１項記載の同期装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19853524768 DE3524768A1 (de) | 1985-07-11 | 1985-07-11 | Anordnung zur synchronisation der pulsbreitenmodulierten schalttakte mehrerer getakteter gleichspannungswandler |
| DE3524768.1 | 1985-07-11 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6216021A true JPS6216021A (ja) | 1987-01-24 |
Family
ID=6275498
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61158893A Pending JPS6216021A (ja) | 1985-07-11 | 1986-07-08 | パルス幅変調された切換クロツク信号の同期装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4730125A (ja) |
| EP (1) | EP0209189B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6216021A (ja) |
| DE (2) | DE3524768A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5035463A (en) * | 1989-09-26 | 1991-07-30 | Ohi Seisakusho Co., Ltd. | Roof door device of motor vehicle |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3809090A1 (de) * | 1988-03-18 | 1989-10-19 | Philips Patentverwaltung | Sperrwandler mit einem pulsbreitenmodulator |
| US20030084360A1 (en) * | 2001-08-21 | 2003-05-01 | Grant David Alexander | Method of synchronizing and phase staggering two or more sampled data systems |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3590280A (en) * | 1969-11-18 | 1971-06-29 | Westinghouse Electric Corp | Variable multiphase clock system |
| DE3223179A1 (de) * | 1982-06-22 | 1983-12-22 | Philips Kommunikations Industrie AG, 8500 Nürnberg | Stromversorgungsschaltung |
| US4525674A (en) * | 1982-07-28 | 1985-06-25 | Reliance Electric Company | Circuit for synchronizing a switching power supply to a load clock |
| US4575688A (en) * | 1985-04-24 | 1986-03-11 | Whitefoot Alan D | Tracking oscillators |
| IT1185262B (it) * | 1985-07-16 | 1987-11-04 | Italtel Spa | Disposizione circuitale per la sincronizzazione di un complesso di unita' di alimentazione |
-
1985
- 1985-07-11 DE DE19853524768 patent/DE3524768A1/de not_active Withdrawn
-
1986
- 1986-07-07 US US06/882,752 patent/US4730125A/en not_active Expired - Lifetime
- 1986-07-08 EP EP86201195A patent/EP0209189B1/de not_active Expired
- 1986-07-08 JP JP61158893A patent/JPS6216021A/ja active Pending
- 1986-07-08 DE DE8686201195T patent/DE3664082D1/de not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5035463A (en) * | 1989-09-26 | 1991-07-30 | Ohi Seisakusho Co., Ltd. | Roof door device of motor vehicle |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4730125A (en) | 1988-03-08 |
| DE3524768A1 (de) | 1987-01-22 |
| EP0209189B1 (de) | 1989-06-21 |
| EP0209189A2 (de) | 1987-01-21 |
| DE3664082D1 (en) | 1989-07-27 |
| EP0209189A3 (en) | 1987-09-16 |
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