JPS62159198A - 音声合成方式 - Google Patents
音声合成方式Info
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- JPS62159198A JPS62159198A JP61000189A JP18986A JPS62159198A JP S62159198 A JPS62159198 A JP S62159198A JP 61000189 A JP61000189 A JP 61000189A JP 18986 A JP18986 A JP 18986A JP S62159198 A JPS62159198 A JP S62159198A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は音声合成方式に関し、特に少ない情報量で良質
の音声を合成する音声合成器を実現可能な音声合成方式
に関するものである。
の音声を合成する音声合成器を実現可能な音声合成方式
に関するものである。
（従来の技術）
音声の帯域圧縮方式として、ＡＤＰＣＭ （Ａｄａｐｔ
ｉｖｅＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｕ１ｓｅ Ｃｏｄ
ｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。
ｉｖｅＤｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｐｕ１ｓｅ Ｃｏｄ
ｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）がある。
この方式は音声の隣接標本間（時間Ｔ１と時間Ｔ２）の
データにおいて、時間Ｔ１に算出した予測値とＴ２にお
ける音声信号との差分をとり、それを符号化してＡＤＰ
ＣＭ符号とすることによって、音声を圧縮し１次にその
符号を復号することによって、差分信号の量子化値を得
、その値を逐次加算することによって、通常のＰＣＭ符
号形式の音声を再生する方式である６また、差分信号の
量子化値を得る際に必要となる量子化値をＡＤＰＣＭ符
号に応じて変化させていくことを特徴としている。
データにおいて、時間Ｔ１に算出した予測値とＴ２にお
ける音声信号との差分をとり、それを符号化してＡＤＰ
ＣＭ符号とすることによって、音声を圧縮し１次にその
符号を復号することによって、差分信号の量子化値を得
、その値を逐次加算することによって、通常のＰＣＭ符
号形式の音声を再生する方式である６また、差分信号の
量子化値を得る際に必要となる量子化値をＡＤＰＣＭ符
号に応じて変化させていくことを特徴としている。
この方式は音声波形を時間領域でそのまま符号化する、
いわゆる波形符号化方式に属し−ＷＪ車な回路構成によ
り自然な合成音が得られる。さらにＬＰＣ方式、ＰＡＲ
ＣＯＲ（偏自己相関）方式などの１人間の発声機構をモ
デル化したパラメータ合成方式と違い、１人の人間の声
だけでなく、複数話者が同時に話している音、または音
楽などの非音声に対しても合成が可能であり、広範な用
途に使用できる。
いわゆる波形符号化方式に属し−ＷＪ車な回路構成によ
り自然な合成音が得られる。さらにＬＰＣ方式、ＰＡＲ
ＣＯＲ（偏自己相関）方式などの１人間の発声機構をモ
デル化したパラメータ合成方式と違い、１人の人間の声
だけでなく、複数話者が同時に話している音、または音
楽などの非音声に対しても合成が可能であり、広範な用
途に使用できる。
合成用データとして音声を取り扱う場合、一般に標本化
周期は８ＫＨｚ前後に設定される。これは音声としての
有用な情報はスペクトル領域で４ＫＨｚ以下の低減に集
中しており、この領域の情報さえ保存すれば音声として
十分な品質が保たれる性質にもとづいている。
周期は８ＫＨｚ前後に設定される。これは音声としての
有用な情報はスペクトル領域で４ＫＨｚ以下の低減に集
中しており、この領域の情報さえ保存すれば音声として
十分な品質が保たれる性質にもとづいている。
一方、用途によっては音声だけでなく音楽などを効果音
として出力したい場合がある。このような場合、音楽は
音声に比べかなり広い周波数成分を持っているため、そ
の符号化には十数ＫＨｚ以上の標本化周波数が必要であ
る。
として出力したい場合がある。このような場合、音楽は
音声に比べかなり広い周波数成分を持っているため、そ
の符号化には十数ＫＨｚ以上の標本化周波数が必要であ
る。
本出願人は特開昭６０−６８３９２号公報において、標
本化周波数Ｆｓにて符号化された差分符号に対し、復号
時にＮ倍のＦｓにて合成音を出力し、再生値に含まれる
不要な高域成分が（Ｎ／２）Ｆｓ以下にはならないよう
な音声合成機を可能とする音声合成方式を提案した。こ
の方式は必要な基底帯域の信号のみを特性の緩慢なロー
パスフィルタで抽出でき、かつ簡単な回路構成で実現で
きる利点がある。
本化周波数Ｆｓにて符号化された差分符号に対し、復号
時にＮ倍のＦｓにて合成音を出力し、再生値に含まれる
不要な高域成分が（Ｎ／２）Ｆｓ以下にはならないよう
な音声合成機を可能とする音声合成方式を提案した。こ
の方式は必要な基底帯域の信号のみを特性の緩慢なロー
パスフィルタで抽出でき、かつ簡単な回路構成で実現で
きる利点がある。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、前記従来の音声合成方式等による１つの
音声合成器では音声、音楽共に出力したい場合には８
Ｋ Ｈｚでの動作では音楽に対して十分な品質が得られ
ない。また、十数ＫＨｚで動作するようにした場合には
音声、音楽共に高品質の音が得られるが、音声に対して
も十数ＫＨｚの標本化周波数による符号化が必要となり
、（標本化周期数）×（１サンプル当りの量子化ビット
数） で表わされる、符号化における情報量が増大するという
問題が生じる。
音声合成器では音声、音楽共に出力したい場合には８
Ｋ Ｈｚでの動作では音楽に対して十分な品質が得られ
ない。また、十数ＫＨｚで動作するようにした場合には
音声、音楽共に高品質の音が得られるが、音声に対して
も十数ＫＨｚの標本化周波数による符号化が必要となり
、（標本化周期数）×（１サンプル当りの量子化ビット
数） で表わされる、符号化における情報量が増大するという
問題が生じる。
本発明は以上述べた問題点を除去し、１つの合成器にて
音声、音楽共に高品質な合成音が得られ、かつ音声に対
する情報量も増やさない音声合成器を実現できる音声合
成方式を提供するものである。
音声、音楽共に高品質な合成音が得られ、かつ音声に対
する情報量も増やさない音声合成器を実現できる音声合
成方式を提供するものである。
（問題点を解決するための手段）
本発明は前記問題点を解決するために、音声信号を標本
化周期で差分符号化し、得られた符号を復号処理し逐次
加算することによって標本化周期毎に合成音を出力する
音声合成方式おいて、前記復号処理によって得られた値
を１／Ｎ（Ｎは正数）にし、前記標本化周期の１／Ｎの
標本化周期毎にＮ回同一の逐次加算処理を行ないｌ／Ｎ
の標本化周期毎に合成音を出力する第１の手段と、差分
符号化時の前記標本化周期に対応して前記Ｎの値を設定
する第２の手段とを設けたものである。
化周期で差分符号化し、得られた符号を復号処理し逐次
加算することによって標本化周期毎に合成音を出力する
音声合成方式おいて、前記復号処理によって得られた値
を１／Ｎ（Ｎは正数）にし、前記標本化周期の１／Ｎの
標本化周期毎にＮ回同一の逐次加算処理を行ないｌ／Ｎ
の標本化周期毎に合成音を出力する第１の手段と、差分
符号化時の前記標本化周期に対応して前記Ｎの値を設定
する第２の手段とを設けたものである。
好ましくは前記第２の手段が差分符号化データの先頭に
格納され差分符号化時の標本化周期に対応するフラグに
基づいて前記Ｎの値を設定するものである。また、前記
Ｎの値が２のべき乗の値（２°を含む）である。
格納され差分符号化時の標本化周期に対応するフラグに
基づいて前記Ｎの値を設定するものである。また、前記
Ｎの値が２のべき乗の値（２°を含む）である。
（作用）
本発明によれば以上のように音声合成方式を構成したの
で、技術的手段は次のように作用する。
で、技術的手段は次のように作用する。
第２の手段は差分符号化時の標本化周期に対応して第１
の手段のＮの値を設定するように働く。第１の手段は差
分符号を復号して得られた値を、第２の手段によって設
定されたＮの値で１／Ｎシ、差分符号化時の標本化周期
の１／Ｎの周期毎にＮ回同一の逐次加算処理を行い１／
Ｎの周期毎に合成音を出力するように働く。従って、差
分符号を１つの音声合成器で再生可能となるので、前記
従来技術の問題点が解決できるのである。
の手段のＮの値を設定するように働く。第１の手段は差
分符号を復号して得られた値を、第２の手段によって設
定されたＮの値で１／Ｎシ、差分符号化時の標本化周期
の１／Ｎの周期毎にＮ回同一の逐次加算処理を行い１／
Ｎの周期毎に合成音を出力するように働く。従って、差
分符号を１つの音声合成器で再生可能となるので、前記
従来技術の問題点が解決できるのである。
（実施例）
第１図及び第２図を参照して本発明の詳細な説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であって、
音声合成器におけるＡＤＰＣＭ符号の再生系を示すもの
である。同図において、■０はＡＤＰＣＭ符号Ｌ０を入
力する入力端子、１１はレジスタ、１２は加算器、１３
は乗詐器、１４はシフトレジスタ、】５は加算器、１６
はレジスタ、１７はＡＤＰＣＭ符号り。を量子化ステッ
プサイズ移動係数Ｍ、、に変換して出力するテーブルで
ある。１８は乗算器、１９はリミッタ、２０はレジスタ
、２１はＤ／Ａ変換器、２２はローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、２３は合成音を出力する出力端子である。２４は
後述のフラグを入力する入力端子、２５はレジスタ、２
６は各レジスタの動作制御を行なう制御部である。
音声合成器におけるＡＤＰＣＭ符号の再生系を示すもの
である。同図において、■０はＡＤＰＣＭ符号Ｌ０を入
力する入力端子、１１はレジスタ、１２は加算器、１３
は乗詐器、１４はシフトレジスタ、】５は加算器、１６
はレジスタ、１７はＡＤＰＣＭ符号り。を量子化ステッ
プサイズ移動係数Ｍ、、に変換して出力するテーブルで
ある。１８は乗算器、１９はリミッタ、２０はレジスタ
、２１はＤ／Ａ変換器、２２はローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、２３は合成音を出力する出力端子である。２４は
後述のフラグを入力する入力端子、２５はレジスタ、２
６は各レジスタの動作制御を行なう制御部である。
第２図（ａ）（ｂ）はＡＤＰＣＭデータを格納するデー
タメモリの構成を示すものである。ＡＤＰＣＭデータの
ブロック＃１（同図ａ）及びブロック＃２（同図（ｂ）
）の先頭アドレスには標本化周波数を示すフラグが格納
されており、音声合成器の制御部２６はブロックの再生
を行なう前にこのフラグを入力することにより、そのブ
ロックが何ＫＨｚで処理されるべきかを判定する。
タメモリの構成を示すものである。ＡＤＰＣＭデータの
ブロック＃１（同図ａ）及びブロック＃２（同図（ｂ）
）の先頭アドレスには標本化周波数を示すフラグが格納
されており、音声合成器の制御部２６はブロックの再生
を行なう前にこのフラグを入力することにより、そのブ
ロックが何ＫＨｚで処理されるべきかを判定する。
本実施例では標本化周波数１６ＫＨｚと８ Ｋ Ｈｚの
２つの周波数で符号化されたＡＤＰＣＭデータを扱うも
のとして以下に説明する。
２つの周波数で符号化されたＡＤＰＣＭデータを扱うも
のとして以下に説明する。
１６ＫＨｚで符号化されたＡＤＰＣＭ符号の再生を行な
うために、Ｄ／Ａ変換器２１、およびローパスフィルタ
２２はそれぞれ１６ＫＨｚ、Ｄ／Ａ変換器、８ＫＨｚ以
上をカットするフィルタが用いられる。一方、８ＫＨｚ
のＡＤＰＣＭ符号を再生するためには、通常、４ＫＨｚ
以上の周波数成分は不要になるため、ローパスフィルタ
２２は４ＫＨｚ以上の周波数を遮断する特性のものが必
要となる。
うために、Ｄ／Ａ変換器２１、およびローパスフィルタ
２２はそれぞれ１６ＫＨｚ、Ｄ／Ａ変換器、８ＫＨｚ以
上をカットするフィルタが用いられる。一方、８ＫＨｚ
のＡＤＰＣＭ符号を再生するためには、通常、４ＫＨｚ
以上の周波数成分は不要になるため、ローパスフィルタ
２２は４ＫＨｚ以上の周波数を遮断する特性のものが必
要となる。
しかるに、本発明の実施例は前述の音声合成方式（特開
昭６０−６８３９２号公報）による音声合成器に対し異
なった２つ以上の標本化周波数で符号化されたデータを
再生できるように構成したものであるから、ローパスフ
ィルタ２２は８ＫＨｚ以上の周波数成分を遮断できれば
十分である。
昭６０−６８３９２号公報）による音声合成器に対し異
なった２つ以上の標本化周波数で符号化されたデータを
再生できるように構成したものであるから、ローパスフ
ィルタ２２は８ＫＨｚ以上の周波数成分を遮断できれば
十分である。
初めに１６ＫＨｚのＡＤＰＣ１’ｌ符号に対する再生動
作について説明する。まず、入力端子２４よりＡＤＰＣ
Ｍデータの先頭に格納されている標本化周波数フラグ（
この場合１６ＫＨｚであることを示すフラグ）を入力し
、レジスタ２５に格納する。次に入力端子１０からレジ
スタ１１にＡＤＰＣＭ符号が入力される。ＡＤＰＣＭ符
号をＬ９とすると、Ｌｎは加算器１２によって０．５が
バイアスのため加えられる。その結果は乗算器１３によ
ってレジスタ２０の出力Δ、と乗算される。レジスタ２
１の出力Δ、を量子化ステップサイズと称する。乗算器
１３の出力をｑ、、とすると、ｑ、、はＡＤＰＣ阿符号
Ｌｎによって再生された差分復号値であり、（１）式で
与えられる。
作について説明する。まず、入力端子２４よりＡＤＰＣ
Ｍデータの先頭に格納されている標本化周波数フラグ（
この場合１６ＫＨｚであることを示すフラグ）を入力し
、レジスタ２５に格納する。次に入力端子１０からレジ
スタ１１にＡＤＰＣＭ符号が入力される。ＡＤＰＣＭ符
号をＬ９とすると、Ｌｎは加算器１２によって０．５が
バイアスのため加えられる。その結果は乗算器１３によ
ってレジスタ２０の出力Δ、と乗算される。レジスタ２
１の出力Δ、を量子化ステップサイズと称する。乗算器
１３の出力をｑ、、とすると、ｑ、、はＡＤＰＣ阿符号
Ｌｎによって再生された差分復号値であり、（１）式で
与えられる。
ｑｎ＝Δ、・ （Ｌ、、＋１／２） ・・・・・・
（１）乗算器３の差分復号値ｑ、ｌはシフトレジスタ１
４にロードされるが、この際、シストレジスタ１４に対
しては制御部２６よりロード信号のみが加えられ、シフ
ト信号は加わらず、シフトレジスタ１４は単にレジスタ
として動作する。従って、シフトレジスタ１４の値はｑ
、、そのものとなり、レジスタ１６の出力と加えられ、
その結果はＤ／Ａ変換器２１．ＬＰＦ２２を通して出力
端子２３より出力される。一方、レジスタ１１のＡＤＰ
ＣＭ符号り、ｌはテーブル１７によって変換され、移動
係数Ｍｎを出力する。テーブル１７はＡＤＰＣＭ符号Ｌ
ｎに対して、出力Ｍ、、を得るテーブルである。テーブ
ルの出力Ｍ、、は乗算器１８によりΔ、と乗算されΔ、
。、を得る。
（１）乗算器３の差分復号値ｑ、ｌはシフトレジスタ１
４にロードされるが、この際、シストレジスタ１４に対
しては制御部２６よりロード信号のみが加えられ、シフ
ト信号は加わらず、シフトレジスタ１４は単にレジスタ
として動作する。従って、シフトレジスタ１４の値はｑ
、、そのものとなり、レジスタ１６の出力と加えられ、
その結果はＤ／Ａ変換器２１．ＬＰＦ２２を通して出力
端子２３より出力される。一方、レジスタ１１のＡＤＰ
ＣＭ符号り、ｌはテーブル１７によって変換され、移動
係数Ｍｎを出力する。テーブル１７はＡＤＰＣＭ符号Ｌ
ｎに対して、出力Ｍ、、を得るテーブルである。テーブ
ルの出力Ｍ、、は乗算器１８によりΔ、と乗算されΔ、
。、を得る。
Δ□１、＝Δ７・Ｍ、 ・・・・・・（２）
（２）式におけるΔ００、はリミッタ１９によって最小
値Δｍｉｎ、最大値Δｍａｘの間に制限される。すなわ
ち、Δ、、や、がΔｗｉｎより小さくなった場合、リミ
ッタ１９はΔｍｉｎを出力し、Δｍａｘより大きくなっ
た場合にはΔｍａｘを出力する。リミッタ１９の出力Δ
′０゜、が次のサンプル時における量子化ステップサイ
ズとなりレジスタ２０に格納される。以後、同様の動作
を１６ＫＨｚ毎にレジスタ１１に入力されるＡＤＰＣＭ
符号に対して繰り返すことによりＡＤＰＣＭ再生が行な
われる。
（２）式におけるΔ００、はリミッタ１９によって最小
値Δｍｉｎ、最大値Δｍａｘの間に制限される。すなわ
ち、Δ、、や、がΔｗｉｎより小さくなった場合、リミ
ッタ１９はΔｍｉｎを出力し、Δｍａｘより大きくなっ
た場合にはΔｍａｘを出力する。リミッタ１９の出力Δ
′０゜、が次のサンプル時における量子化ステップサイ
ズとなりレジスタ２０に格納される。以後、同様の動作
を１６ＫＨｚ毎にレジスタ１１に入力されるＡＤＰＣＭ
符号に対して繰り返すことによりＡＤＰＣＭ再生が行な
われる。
次に８ＫＨｚのＡＤＰＣＭ符号に対する合成器の動作に
ついて説明する。本合成器は先に述べた特開昭６０−６
８３９２号公報に開示されているように８ＫＨｚのＡＤ
ＰＣＭ符号に対し１６ＫＨｚごとに合成出力を出す。
ついて説明する。本合成器は先に述べた特開昭６０−６
８３９２号公報に開示されているように８ＫＨｚのＡＤ
ＰＣＭ符号に対し１６ＫＨｚごとに合成出力を出す。
初めに８ＫＨｚの標本化周期の初めの１７２周期の動作
について述べる。ＡＤＰＣＭ符号Ｌｎの入力から、乗算
器１３による差分復号値ｑｎまでは前記１６ＫＨｚのＡ
ＤＰＣＭ符号に対する動作と同様であるが、シフトレジ
スタ１４に対しては制御部２６よりロード信号に加えて
１／２シフト信号が加えられ、その結果シフトレジスタ
１４の値は（１／２） （１，ｌとなる。シフトレジス
タ１４の出力（１／２） ｑｎはレジスタ１６と加えら
れてその結果はＤ／Ａ変換器２１．ＬＰＦ２２を通して
、出力端子２３より８ＫＨｚ周期の初めの１／２周期で
出力される。８ＫＨｚ周期の後半の１７２周期では、制
御回路２６により、レジスタ１１およびレジスタ２０に
はロード信号が加えられず、従って新たなＡＤＰＣＭ符
号の入力および量子化ステップサイズの更新は行なわれ
ない（前記１／２周期の値が保持される）。また、同様
にシフトレジスタ１４にはロード信号、シフト信号共に
加わらず、前記１／２周期で算出された（１／２） （
！ 、、が再びレジスタ１６と加えられてＤ／Ａ変換器
２１．ＬＰＦ２２を通して出力端子２３より出力される
。以後、同様の処理が８ＫＨｚごとに繰り返される。
について述べる。ＡＤＰＣＭ符号Ｌｎの入力から、乗算
器１３による差分復号値ｑｎまでは前記１６ＫＨｚのＡ
ＤＰＣＭ符号に対する動作と同様であるが、シフトレジ
スタ１４に対しては制御部２６よりロード信号に加えて
１／２シフト信号が加えられ、その結果シフトレジスタ
１４の値は（１／２） （１，ｌとなる。シフトレジス
タ１４の出力（１／２） ｑｎはレジスタ１６と加えら
れてその結果はＤ／Ａ変換器２１．ＬＰＦ２２を通して
、出力端子２３より８ＫＨｚ周期の初めの１／２周期で
出力される。８ＫＨｚ周期の後半の１７２周期では、制
御回路２６により、レジスタ１１およびレジスタ２０に
はロード信号が加えられず、従って新たなＡＤＰＣＭ符
号の入力および量子化ステップサイズの更新は行なわれ
ない（前記１／２周期の値が保持される）。また、同様
にシフトレジスタ１４にはロード信号、シフト信号共に
加わらず、前記１／２周期で算出された（１／２） （
！ 、、が再びレジスタ１６と加えられてＤ／Ａ変換器
２１．ＬＰＦ２２を通して出力端子２３より出力される
。以後、同様の処理が８ＫＨｚごとに繰り返される。
以上説明したように本実施例では１６Ｋ Ｈｚ、 ８
ＫＨｚと異なった標本化周波数で符号化されたＡＤＰＣ
Ｍデータに対し同一の音声合成器により品質を劣化させ
ることなく再生できる。
ＫＨｚと異なった標本化周波数で符号化されたＡＤＰＣ
Ｍデータに対し同一の音声合成器により品質を劣化させ
ることなく再生できる。
（発明の効果）
以上詳細に説明したように本発明によれば、８ＫＨｚ、
１６ＫＨｚといった２のべき乗倍で異なる周波数で符号
化されたＡＤＰＣＭ符号を１つの音声合成器で再生でき
るため、音声と音楽などの必要帯域の異なる音に対して
効率の良い符号化および再生が可能である。また、本来
複数の音声合成器が必要となるところが１つの音声合成
器で済むため、装置が安価になる。
１６ＫＨｚといった２のべき乗倍で異なる周波数で符号
化されたＡＤＰＣＭ符号を１つの音声合成器で再生でき
るため、音声と音楽などの必要帯域の異なる音に対して
効率の良い符号化および再生が可能である。また、本来
複数の音声合成器が必要となるところが１つの音声合成
器で済むため、装置が安価になる。
また、本発明の実施例ではＡＤＰＣＭ方式の場合につい
て論じたが本発明は差分符号化を行なう方式すなわち、
ｔ）ＰＣＭ、ＡＤＭ方式についても有用である。
て論じたが本発明は差分符号化を行なう方式すなわち、
ｔ）ＰＣＭ、ＡＤＭ方式についても有用である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａ）（ｂ）はデータメモリの構成を示す図である。 １０．２４・・・入力端子、１１，１６，２０．２５・
・・レジスタ、１２．１５・・・加算器、１３．１８・
・・乗算器、１４・・・シフトレジスタ、１７・・・テ
ーブル、１９−２．リミッタ、２１・・・Ｄ／Ａ変換器
、２２・・・ローパスフィルタ、２３・・・出力端子、
２６・・・制御部。
ａ）（ｂ）はデータメモリの構成を示す図である。 １０．２４・・・入力端子、１１，１６，２０．２５・
・・レジスタ、１２．１５・・・加算器、１３．１８・
・・乗算器、１４・・・シフトレジスタ、１７・・・テ
ーブル、１９−２．リミッタ、２１・・・Ｄ／Ａ変換器
、２２・・・ローパスフィルタ、２３・・・出力端子、
２６・・・制御部。
Claims (3)
- （１）音声信号を標本化周期で差分符号化し、得られた
符号を復号処理し逐次加算することによって標本化周期
毎に合成音を出力する音声合成方式において、 前記復号処理によって得られた値を１／Ｎ（Ｎは正数）
にし、前記標本化周期の１／Ｎの標本化周期毎にＮ回同
一の逐次加算処理を行ない１／Ｎの標本化周期毎に合成
音を出力する第１の手段と、 差分符号化時の前記標本化周期に対応して前記Ｎの値を
設定する第２の手段とを設けたことを特徴とする音声合
成方式。 - （２）前記第２の手段は差分符号化データの先頭に格納
され差分符号化時の標本化周期に対応するフラグに基づ
いて前記Ｎの値を設定することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の音声合成方式。 - （３）前記Ｎの値が２のべき乗の値（２＾０を含む）で
あることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の音声
合成方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61000189A JPS62159198A (ja) | 1986-01-07 | 1986-01-07 | 音声合成方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61000189A JPS62159198A (ja) | 1986-01-07 | 1986-01-07 | 音声合成方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62159198A true JPS62159198A (ja) | 1987-07-15 |
Family
ID=11467044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61000189A Pending JPS62159198A (ja) | 1986-01-07 | 1986-01-07 | 音声合成方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62159198A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5588090A (en) * | 1993-05-20 | 1996-12-24 | Ricoh Company, Ltd. | Signal processing apparatus |
| US5633633A (en) * | 1993-07-19 | 1997-05-27 | Sharp Kabushiki Kaisha | Codec apparatus |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5981918A (ja) * | 1982-11-02 | 1984-05-11 | Ricoh Elemex Corp | Ｄｐｃｍ符号化信号処理回路における復号化回路の信号補間方法 |
-
1986
- 1986-01-07 JP JP61000189A patent/JPS62159198A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS5981918A (ja) * | 1982-11-02 | 1984-05-11 | Ricoh Elemex Corp | Ｄｐｃｍ符号化信号処理回路における復号化回路の信号補間方法 |
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