JPS60206336A - ベースバンド残留コーデイングを有するデイジタル音声コーダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、セグメントにしたディジタル音声信号を伝送
する送信機と受信機とを有するディジモル音声コーダで
、 該送信機は、 各セグメントのディジタル音声信号に応答して、このデ
ィジタル音声信号のセグメント化したスペクトルのエン
ベロープを表わす第１予測パラメータを形成する第１　
ＬＰＣアナライザと、各セグメントのディジタル音声信
号と第１予測パラメータに応答して、当該セグメントの
予測誤差に対応する音声バンド残留信号を形成する第１
アダプテイブインバースフイルタと、 音声バンド残留信号に応答して、ベースバンド残留信号
を形成するデシメーションフィルタと、第１予測パラメ
ータとベースバンド残留信号の波形をコード化し、形成
されたコード（符号）化信号を時分割多重で伝送するエ
ンコーディング・マルチプレキシング回路とを具え、 該受信機は、 伝送されたコード化信号を分離し、かく分離されたコー
ド化信号を第１予測パラメータとベースバンド残留信号
波形とにデコードするデマルチプレキシング・デコーデ
ィング回路と、 ベースバンド残留信号に応答して、音声バンド残留信号
に対応する励起信号を形成するインタボレーティング励
起信号ジェネレータと、該励起信号と第１予測パラメー
タに応答してディジタル音声信号のレプリカを形成する
第１アダプテイブ　シンセシス　フィルタとを具えてい
るベースバンド残留コーディングを有するディジモル音
声コーダに関するものである。

上述の如くの音声コーグで、スペクトル分析方法きして
、直線予測コーディング（リニア　プレディクチイブ　
コーディング−ＰＬＣ）に基づくものは、ブイ・アール
・ビイスワナサン（Ｖ、　Ｒ。

Ｖｉｓｗａｎａｔｈａｎ　）他によって、アイ　イー　
イーイー　トランスアクション・コミニテーションス（
ＩＢ［！Ｂ　Ｔｒａｎｓ、Ｃｏｍｍｕｎ、　）　Ｖｏｌ
、ＣＯＭ　−３０，Ｎｏ、４゜１９８２、　４月ｐ６６
３〜６７３に“デザイン　オブ　アロブスト　ベースバ
ンド　ＬＰＧコータフォアスピーチ　トランスミッショ
ン　オーバー　９．６にビット／Ｓノイジイチャネルス
（Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａＲｏｂｕｓｔ　Ｂａ５ｅｂａ
ｎｄ　ＬＰＣＣｏｄｅｒ　ｆｏｒ　５ｐｅｅｃｈ　Ｔｒ
ａｎｓ−ｍｉｓｓｉｏｎ　ｏｖｅｒ　９．５　Ｋ　ｂｉ
ｔ／ｓ　Ｎｏ１ｓｙ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ　）　”として
発表されている。

この既知の音声コーグにおいては、ディジタル音声信号
はインバースフィルタによって濾波され、その伝送関数
Δ（Ｚ）は２・変換記号で表わして次式で与えられる。

ここにおいて、Ｐ（Ｚ）は音声信号のセグメント期間ス
ペクトルエンベロープの予測ベース伝送関数であり、１
−≦１−≦ｐに対するフィルタ係数Ａ（１）は、例えば
２０ｍ５の各音声信号セグメントに対し計算されたＬＰ
Ｃパラメータであり、ｐは一般に８と１６との間の値を
有するＬＰＣオーダである。このインバースフィルタΔ
（Ｚ）の出力における音声バンド残留信号は一般に平坦
なスペクトルエンベロープを有し、このエンベロープは
ＬＰＣオーダｐが高くなるに従ってより平坦となる。こ
の音声バンド残留信号を（レカーシブ〉シンセンス　フ
ィルタの励起信号として使用する。このフィルタはａ（
ｉ）　と同じフィルタ係数を有し、従って伝送関数１／
Ａ　（ｚ）ヲ有する。このシンセンス　フィルタ１／Ａ
（ｚ）ハ音声バンド残留信号の量子化ノイズにマスク効
果を有しているので、この音声バンド残留信号の波形を
サンプル当り３ビツトでコード（符号）化することで、
サンプリング速度が８　ｋＨｚで、サンプル当り８ビツ
トのコード化を行う電話用として標準のＰＣＭコーコー
よって音声信号をコード化した波形と同じ音声品質を得
るに充分であることが発見された。しかしながら、ＬＰ
Ｇパラメータと音声バンド残留信号をコード化するに要
する全体のビット速度は、音声バンド残留信号が音声バ
ンド信号自体と同じ帯域幅を有しているので、標準ＰＣ
Ｍコーコー場合よりあまり低くはならない。

上述の発表文中にある音声コーグは、音声バンド残留信
号のスペクトルエンベロープの普通平坦　）な形状を利
用して所要の全ビット速度を減少させようとするもので
ある。この目的のため、音声バンド残留信号をディジク
ルローパスフィルタ（低域濾波器）に供給し、この内で
係数Ｎ１すなわち２ないし８のサンプル速度の減少（ダ
ウンサンプレングー−−デシメーション）を行う。シン
センス　フィルタ１／Ａ　（ｚ）用に満足な励起信号を
再導出するためには、利用可能な低周波部分より欠除し
ている高周波部分を再生し、ベースバンドとさらにサン
プリング速度を元の値にまで増加させる必要がある。（
アップサンプリングーーー　インターポレーション）従
来装置の音声コーグでは音声フォルデング（折返し）方
法によって実際の音声信号の帯域幅を有する励起信号を
導出していた。スペクトルフォルディング（Ｆｏｌｄｉ
ｎｇ）においては、インクポレーションはベースバンド
残留信号の各サンプル後にＮ−１の零値サンプルを単に
挿入するだけであり、ここにおいてＮはデシメーション
係数である。従って励起信号のスペクトルは、保持され
たベースバンドで構成される低周波数部分と、デシメー
ション　サンプリング周波数の近くのベースバンドのフ
ォルディングプロダクトと、その整数倍よりなる高周波
部分とにより構成される。この方法は、平坦なスペクト
ルエンベロープを有するベースバンド残留信号が、全音
声バンドにわたり同じく平坦なスペクトルエンベロープ
を有する励起信号内で生ずる利点がある。この特性は良
好な音声品質が直接得られることを意味するが、実際の
音声信号の帯域幅を有する励起信号を得るための既知の
非直線歪方法における典型的な“ホアースネス（ｈｏａ
ｒｓｅｎｅｓｓ　−−−シわがれ声化すること）″は失
われる。

以上説明したようにスペクトルフォルディングは極めて
簡単な方法であるが、これには固有の問題がある。すな
わち、この方法では文献中にパトーナルノイズ（ｔｏｎ
ａｌ　ｎｏｉｓｅ）”として発表されている可聴性の“
メタリック”バックグラウンドノイズを生じ、このノイ
ズはデシメーション係数が大となり、また音声のピッチ
が高くなるに従って増大する。

０ この問題があるため既知の技術による音声クープの励起
ジェネレータ内にはスペクトルフオルデンジ法の変形を
用いている。この方法によるときは、励起信号のサンプ
ルはインタポレーション（（補間）を行った後、さらに
時間位置ペルターベーション（ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏ
ｎ　−−一変動を加えること）を加える。とくに非零（
ゼロ）値サンプルの時間位置くすなわち、インクポレー
ション前のベースバンド残留信号のオリジナル　サンプ
ル）はランダムに変動（ペルクープ）させる。またこの
非零値サンプルの大きさが所定のスレショールド値以下
である場合には、この非零値サンプルを隣接の零値サン
プルと単に置換し、非零値サンプルの大きさが小となる
に従ってこのペナターベーションの確率を増加させる。

一方において、非変動（ペルタープ）励起信号をローパ
スフィルタに供給してベースバンドを選択し、他方にお
いて、変動くペルタープ）励起信号をノ＼イパスフィル
タに供給してベースバンドより高い高周波部分を選択し
、その後にこれら２つの選択信号を互に加算して最１ 終励起信号を得る。このスペクトルフォルディング法の
変形は、本質的には信号相関ノイズをスペトクルフォル
ディングを行ったベースバンド残留信号に加算するもの
である。知覚上の観点よりすると、この追加のノイズは
″トーナル（音色　−−ｔｏｎａｌ　）ノイズ°′に対
するマスク効果を有しているが、このノイズ自体もある
程度のパホアースネス（ｈｏａｒｓｅｎｅｓｓ−−−Ｌ
わがれ南北すること）”を生ずる。従って従来例の音声
クープで、この変形法を使用すると、実際上の装置が極
めて複雑化し、しかも音声信号と同じ帯域幅を有する励
起信号を得るためのスペクトルフォルディング法におけ
る欠点の、゛トーナルノイズ″問題の解決は満足には得
られない。

本発明は上述した如くのディジタル音声クープにおいて
、パトーナルノイズ′の発生を有効に抑圧補償でき、し
かも比較的に簡単で実用的な音声クープを（尋ることを
その目的とする。

本発明の音声クープは、送信機は、さらに次のもの、す
なわち、第１アダプテイブ　インバース２ フィルタの音声バンド残留信号に応答して、音声バンド
残留信号の短期間スペクトルの精密構成を表わす第２予
測パラメータを形成する第２１ＰＣアナライザと、音声
バンド残留信号と第２予測パラメータに応答して、デシ
メーション　フィルタに供給する変形音声バンド残留信
号を形成する第２アダプテイブ　インバース　フィルタ
とを具えてなり、送信機内のエンコーディング・マルチ
プレキシング回路と、受信機内のデマルチプレキシング
・デコーディング回路とは、第１及び第２予測パラメー
タの両方共をプロセスするように構成し、受信機は、さ
らに次のもの、すなわち、インタボレーティング励起信
号ジェネレータの励起信号に応答して、第２予測パラメ
ータにおいて、第１アダプテイブ　シンセシスフィルタ
に供給する変形励起信号を形成する第２アダプテイブ　
シンセシス　フィルタを具えてなることを特徴とする。

本発明による手段は、周期的な音声フラグメントに主と
して生ずる“トーナルノイズ″はベースバンド残留信号
の種々の異なるスペクトル折返し３ 変換の音声周波数成分間の非調波的関係によって主とし
て生ずるが、非周期的な非音声フラグメントに対しては
スペクトル折返しによるも知覚的に不所望な効果は生じ
ないと云う認識を基として成したものである。本発明音
声クープでは音声帯域残留信号は第２適応インバースフ
イルタを用いて可能な周期性とは無関係とし、従って高
調波状に位置する音声周波数成分とは無関係とする。従
って送信機におけるＩＯ進除算及び受信機において簡単
な補間により行うスペクトル折返しの双方は顕著な非周
期的なキャラクタを常時有する信号で実施するため“ト
ーナルノイズの発生を有効に相殺することができる。ス
ペクトル折返しが行われた直後第２適応インバースフイ
ルタの相補部分を成す第２適応シンセシスフイルタを用
いて音声帯域励起信号に所望の周期性を導入する。

本発明による手段に関連して従来の音声クープではベー
スバンド残留信号の伝送に適応予測コーディング（ＡＰ
Ｃ）を用いている（前記文献の第６図参照）。Ａ−Ｃク
ープは、雑音フィードバック構成４ を用いると共に、２ｍＳ以上の遅延に対して人力信号の
最大自己相関係数の位置及び値に応答して適応を行う適
応インバースフィルタの形態の人力フィルタを具え、Ａ
ＰＣデコーダはＡＰＣコーコー適応インバースフィルタ
の相補部分を成す適応シンセシスフィルタを具える。Ａ
ＰＣコーコー入力信号がＡＰＣデコーダの出力信号に再
導入される可能な周期性とは無関係となっても従来の音
声コータに゛トーナルノイズ′”が発生するのを、これ
ら手段により相殺することはできない。実際上周期性の
再導入は補間に対し予め行い、従ってスペクトル折返し
によって゛トーナルノイズ″を発生する。

この゛トーナルノイズ″は除去されないで従来の音声コ
ータでは他の手段によりマスクされるだけであるがこの
場合更に成る種の゛ホースネス（不快音）”が側効果と
して発生する。従って本発明によれば第２適応インバー
ス　フィルタ処理を１０進除算前に行うと共に関連する
第２適応シンセシスフイルタ処理を簡単な補間で達成さ
れるスペクトル折返し後に行う。

５ 図面につき本発明を説明する。

第１図はディジタル音声コータの機能的ブロック図を示
す。このディジタル音声コータは送信機■及び受信機２
を具えこれにより伝送容量が電話用標準ＰＣＭチャネル
の６４にピッ）／Ｓよりも著しく低いチャネル３を経て
ディジタル音声信号を送信する。

このディジタル音声信号は、マイクロホンその他同様の
電気音響変換器を有しローパスフィルタ５により０−４
ｋＨｚの音声帯域に制限された音声源４から発生するア
ナログ音声信号を表わす。このアナログ音声信号を８ｋ
Ｈｚのサンプリング速度でサンプルしてアナログ−ディ
ジタル変換器６により送信機１で使用するに好適なディ
ジタルコードに変換する。又、このアナログ−ディジタ
ル変換器によってこのディジタル音声信号を２０ｍ５毎
に更新される３０ｍ５のオーバーラツプセグメント（２
４０サンプル）に分割する。送信機１ではこのディジタ
ル音声信号を処理して形成した信号を、チャネル３を経
て受信機２に送信し得ると共に受　）６ 信機１でこのディジタル音声信号のレプリカに変換し得
るようにする。このディジタル音声信号のレプリカをデ
ィジクルー　アナログ変換器７によってアナログ音声信
号に変換し、このアナログ音声信号をローパスフィルタ
８で０−４ｋＨｚ音声帯域に制限した後スピーカその他
の電気−音響変換器を具える再生回路９に供給する。

第１図に示す音声コードは文献でＲＢＬＰコーダコー留
励起直線性予測コード）として記載されているハイブリ
ッドコータのクラスに属するものである。先ず最初にこ
のＲＢＬＰコーダコ一本的な構成を第１図につき説明す
る。

送信機１ではディジタル音声信号のセグメントをＬＰＣ
アナライザ１０に供給し、このアナライザで３０ｍ５の
音声セグメントのＬＰＣパラメータを、既知のように、
例えば直線性予測のコバリアシト法の自己相関（アール
・ダブりニー・シエファ及びジェー・デー・マーケル著
「スピーチアナリンス」アイ・イー・イー・イー　プレ
ス、ニューヨーク、１９７８年第１２４−１４３頁参照
）を基にして２０ｍ５毎に７ 計算する。又ディジタル音声信号はプレディクタ１２及
びサブトラクタ１３を具える適応（アダプティブ）フィ
ルタ１１にも供給する。プレディクタ１２をトランスバ
ーサルフィルタとし、その係数ａ（ｉ）、■≦１３ｐは
アナライザ１０で計算されたＬＰＣパラメータとし、Ｌ
ＰＣオーダ（次数）ｐは通常８及び１６間の値を有する
ものとする。２変換法ではプレディクタ１２の伝達関数
ｐ（ｚ）を次式で表わすことができる。

又、フィルタ１１の伝達関数Δ（Ｚ）は次式で表わすこ
とができる。

Ａ　（ｚ）　−１−Ｐ　（ｚ）　−−−−−（２）ＬＰ
Ｃパラメータａ　（ｉ）　は、フィルタ１１の出力信号
、即ち音声帯域（予測）残留信号が最も平坦なセグメン
ト項（３０ｍＳ）のスペクトルエンベロープを有するよ
うに決める。この理由のため、フィルタ１１は上記文献
ではインバース（逆）フィルタとして８ 知られている。

ＲＩＥＬＰコーダのコー概念においては、ＬＰＧパラメ
ータａ（１）及び音声帯域残留信号を送信機１から受信
機２へ送信する。受信機２において送信されてきた音声
帯域残留信号はプレディクタ１５と加算器１６を巡回配
置して成るアダプティブ合成（適応シンセサイザ）フィ
ルタ１４の付勢信号として使用される。プレディクタ１
５は送信されてきたＬＰＧパラメータａ（１）を係数と
して有するトランスバーサルフィルタでもあるため、プ
レディクタ１５の伝達関数も式（１）で与えられ、合成
フィルタ１４の伝達関数は １／　ｌ：１−ｐ（ｚ）　）　−１／Ａ（ｚ）　−−−
−−（３）により与えられる。

完全に無歪の伝送及び完全に静止した音声信号の理想的
な仮定の場合には２個のフィルタ１１及び１４は互に精
密に逆数関係にあるため、送信機１の入力端子における
原ディジクル音声信号が受信機の合成フィルタ１４の出
力端子に再生される。音声９ 信号は局部的に静止しているものとみなせるのみであり
、従って両プレディクタ１２及び１５に対するＬＰＧパ
ラメータａ（１）を２０ｍ５毎に更新する必要があるた
め、この仮定は第１近似で成立するのみであるが、この
場合にも完全に無歪の伝送の場合には送信機１のフィル
タ５の出力端子の原アナログ音声信号と受信機２のフィ
ルタ８の出力端子の再生アナログ音声信号との間に知覚
上の差がないことが確かめられている。

実際上、ＬＰＧパラメータａ（１）及び音声残留信号の
波形のディジタル送信は量子化と符号化処理を必要とす
る。この目的のために、送信機１はパラメータエンコー
ダ１８と、アダプティブ波形エンコーダ１９と、得られ
たコード信号を時分割多重信号に合成するマルチプレク
サ２０とを含むエンコーダ兼マルチプレクサ回路１７を
具える。受信機２は送信されてきた時分割多重コード信
号を分離するデマルチプレクサ２２と、パラメータデコ
ーダ２３と、アダプティブ波形デコーダ２４とを含むデ
マルチプレクサ兼デコーダ回路２１を具える。

０ 既知のように、ＬＰＧパラメータａ（１）の送信には゛
′ロッグエリアレシオ”（ＬへＲ）係数ｇ　（ｉ）を使
用するのが好適であり、このＬＡＲ係数は先ずＬＰＧパ
ラメータａ　（ｉ）を反射係数ｋ（１）に変換し、次い
で次の対数変換： ｇ（ｉ）・ｌｏｇ　［：１　＋ｋ（ｉ）：ｌ／　〔１−
ｋ（ｉ）’］　。

１≦１≦ｐ　−−−−−（４） を施すことにより得られる。これらのＬへＲ係数ｇ（ｉ
）を均等に量子化し、２０ｍ５毎に符号化し、その全ビ
ットを種々のＬＡＲ係数ｇ（ｉ）に、再生ディジタル音
声帯域内の最大スペクトルエラーを最小にする既知の方
法に従って最適に割当てる（例えば、ｒｌＢＢＢ　Ｔｒ
ａｎｓ、Ａｃｏｕｓｔ、、　５ｐｅｅｃｈ、　Ｓｉｇｎ
ａｌｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇｊ　Ｖｏｌ、ＡＳＳＰ−２３
，Ｎｏ、３．　Ｊｕｎｅ　１９７５゜ｐ３０９−３２１
の“Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ　Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ
　ｏｆＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｐａｒａｍｅｔｅｒ
ｓ　ｉｎ　１ｉｎｅａｒ　ＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅＳｙｓ
ｔｅｍｓ　”　（「アイイイー　トランザクションズア
コ−スト　スピーチ　シグナル　プロセッシング」第Ａ
ＳＳＰ　−２３巻、第３号、１９７５年６月第３０９１ 〜３２１頁の“線形予測システムの伝送パラメータの量
子化特性”）参照）。２０ｍ５毎に、例えば６４ビツト
ヲパラメータエンコーダ１８において１６個のＬＰＧパ
ラメータａ（ｉ）　（従ってＬＰＣオーダはｐ＝１６）
の伝送のために使用できるときは、ＬＡＲ係数ｇ（１）
〜ｇ（１６）へのビット割当はｇ（１）、　ｇ（２＞に
６ビツ）　ｇ（３）、　ｇ（４）に５ビツト、ｇ（５）
〜ｇ（１０）に４ビツト、ｇ（１１）〜ｇ（１６）　に
３ビツトをそれぞれ割当てる。この場合、ＬＡＲ係数に
必要とされるチャネル３の伝送容量は３．２にビット／
秒になる。受信機２内の合成フィルタ１４のプレディク
タ１５はパラメータデコーダ２３により量子化ＬＡＲ係
数ｇ（１）から得られたＬＰＣパラメータａ（ｉ）を使
用するため、送信機１内の逆フィルタ１１のプレディク
タ１２はＬＰＣパラメータａ（１）の同一の量子化値を
使用する必要がある。

原則として、音声帯域残留信号の伝送には既知の波形符
号化方法を使用することができる。第１図においては、
簡単なアダプティブＰＭＣ方法を採用してあり、これに
従って送信機１において音声２ 帯域残留信号の各ｍｓインターバル中の最大振幅りを最
大値検出器２５により決定し、アダプティブＰＣＭンコ
ーダ１９により音声帯域残留信号のサンプルを（−Ｄ、
＋Ｄ）レンジ内で均等に量子化する。

合成フィルタ１４は量子化雑音をマスクする作用を有す
るので、ＰＣＭエンコーダ１９において１サンプルにつ
き３ビツトを使用して、公衆電話に対し既に標準化され
ている（対数）ＰＣＭ（８ビツト／サンプルの符号化を
使用）の場合と同等の音声品質が得られる。パラメータ
エンコーダ１８において最大振幅りは６４ｄＢのダイナ
ミックレンジに亘り６ビツトに符号化される。受信機２
内のパラメータデコーダ２３において復号後、この最大
振幅りを用いてアダプティブＰＣＭデコーダ２４を制御
する。この場合音声帯域残留信号に必要とされる伝送チ
ャネル３の容量は２４．３にビット／秒になる。

１６個のＬＡＲ係数のコード信号（３，２にビット／秒
）と音声帯域残留信号のコード信号（２４，３にビット
／秒）を多重化する際にデマルチプレクサ２２の同期用
に２個の別のビットをマルチプレクサ３ ２０により時分割多重信号の２０ｍ５フレームに付加す
るため、上述の基本概念のＲＢＬＰエンコーダは２７．
６にビット／秒の総容量を有する伝送チャネル３を必要
とする。この値は標準ＰＣＭの６４ビット／秒の値に比
較して重要な改善を意味するが、公衆電話用の新しい標
準方式として現在検討されている３２ビット／秒の伝送
容量を必要とするだけであるアダプティブ差分ＰＣＭ　
（ＡＤＰＣＭ）と比較すると、この改善は大きいとは言
えない。

上述の例から、基本概念のＲＢＬＰエンコーダではチャ
ネル３の容量の大部分（８８％）が０〜４ｋＨｚの音声
帯域、即ち、伝送すべき実際の音声信号の帯域幅に等し
い帯域幅を有する残留信号の伝送に使用されること明ら
かである。この場合、この音声帯域残留信号が略々平坦
なスペクトルエンベロープを有することを利用すること
によりこの伝送容量の大きな低減を達成することができ
る。

従って使用する方法は既知であり（明細書前文参照）、
この方法は、送信機１における逆フィルタ１１の出力端
子における音声帯域残留信号から例４ えばＯ〜Ｉ　ＫＨｚのベースバンドを選択し、同様に８
ＫＨｚのサンプリング速度を１０進除算ファククＮ−４
により２　ＫＨｚのサンプリング速度に減少させること
より成っている。実際には双方の信号処理動作はデジタ
ル１０進除算低域通過フィルタ２６で組合せて行なわれ
る。このようにして得たベースバンド残留信号はアダプ
ティブＰＣＭエンコーダ１９に供給され、ここで基本形
態のＲＢＬＰコーダコーける音声帯域残留信号と同様に
符号化される。しかし、サンプリング速度は２　ＫＨｚ
の値に１０進除算される為、ベースバンド残留信号に必
要とするチャネル３の伝送容量は著しく小さく、この場
合この容量はわずか６．３キロビット７秒となる。１６
個のＬＡＲ係数と２つのフレーム同期ビットとが変化し
ないと、ＲＢＬＰコーダコーのベースバンド変換には全
容量が９．６キロビツト／秒の伝送チャネル３を必要と
し、この値は実際に標準のＰＣＩチャネルに必要とする
６４キロビット７秒よりも著しく小さい。

受信機２において、合成フィルタ１４に対する適当な励
起信号を得る為には、１〜４　ＫＨｚの帯域に５ おいて脱落している高周波部分を、得ることのできる送
信されたベースバンド残留信号から再生させる必要があ
り、更に１０進除算された２　ＫＨｚのサンプリング速
度を１０進乗算ファクタＮ＝４により８　ＫＨｚのもと
の値に高める必要がある。この目的の為に、受信機２に
おいてスペクトル折返し法を用い、これらの２つの信号
処理動作を達成させる励起信号発生器を単に、送信され
たベースバンド残留信号の各サンプル後にＮ−１〜３個
の零値サンプルを挿入する簡単なインクポレータとする
。

従って、インクポレータ２７の出力端子における励起信
号は８　ＫＨｚのもとのサンプリング速度を有するばか
りではなく、低周波部分が残存の０〜Ｉ　ＫＨｚのベー
スバンドより成りＩ　ＫＨｚよりも上の高周波部分が１
０進除算された２　Ｋｆｌｚのサンプリング速度および
その整数倍を中心としてこのベースバンドを折返した成
分より成るスペクトルをも有する。

これらのスペクトル折返し法による重要な利点は、励起
信号が０〜４　ＫＨｚの音声帯域全体に亘る一般的に平
坦なスペクトルのエンベロープを有すると６ いうことである。この特性はこのようにして得られたア
ナログ音声信号が良好な特性を有しているということか
ら直接認１１ｔでき、この場合適当な励起信号を得る為
の非直線歪み法に代表的な″ホアースネス（不快音）″
が無くなる。

しかし、スペクトル折返し法によると、ファクタＮが大
きくなるにつれて、また音声の基音（ピッチ）が高くな
るにつれて増大し“トーナルノイズ（ｔｏｎａｌ　ｎｏ
ｉｓｅ）　”として知られている可聴性の“金属性′″
暗騒音を生じるということを確かめた。

この゛トーナルノイズ″″の原因を追求したところ、周
期的な（ｖｏ　１ｃｅｄ）音声の断片中に優勢的に生じ
る“トーナルノイズ°′は本質的にベースバンド残留信
号をスペクトル的に種々に折返して得たものの間が不協
和関係にあることにより生じるということを認識した。

これとは相違し、非周期的な（ｕｎｖｏｉｃｅｄ）音声
の断片に対してはスペクトルの折返しにより感知できる
不所望な影響は生ぜしめない。スペクトルの折返しによ
る協和関係の妨害を第２図に示す。第２図において線図
ａは、破線で７ 示す平坦なスペクトルエンベロープと３００ＫＨｚの基
音（ピッチ）とを有する周期的な音声帯域残留信号のス
ペクトルの一例を示す。１０進除算低域通過フィルタ２
６を用いて０〜Ｉ　Ｋｆｌｚのベースバンドとこの中に
３００　、６００および９００ｔｌｚに位置する成分と
を選択し、インクポレータ２７によりスペクトルの折返
しを行なうことにより第２図の周波数線図すに示すよう
なスペクトルを有する励起信号が得られる。この励起信
号も実際に周波数線図すに示すような平坦なスペクトル
エンベロープを有するも、１〜２ＫＨｚ　、　２−３Ｋ
Ｈｚおよび３〜４ＫＨ２のそれぞれの帯域におけるスペ
クトル的に折返したものの成分は互いに対しても且つ残
存する０〜ｌＫ１１ｚのベースバンドにおける成分に対
しても協和関係を有しない。

パトーナルノイズ′”はファクタＮを増大させ且つ基音
周波数（ピッチ）を増大させるにつれて増大するという
ことを確かめたという事実は、ベースバンド残留信号（
この信号自体は周期的な音声断片で実際に協和的となる
）の不協和的な拡張を８ 本質的に正確に゛トーナルノイズ″の発生に対し応答し
うるようにするものとする必要がある。その理由は、フ
ァクタＮが増大し、基音周波数が増大すると、一般的に
周期的な音声帯域残留信号の成分間のもともとの協和関
係の妨害が増大する為である。

本発明によれば、送信機１における逆フィルタ１１の出
力端子における音声帯域残留信号を、プレディクタ２９
および減算器３０を有する第２のアダプティブ逆フィル
タ２８を用いて、得られる周期性、従って協和的に位置
する成分と無関係にする。プレディクタ２９も第２　Ｌ
ＰＧ　アナライザ３１内で２０ミリ秒毎に計算され音声
帯域残留信号の短期間（２０ミリ秒）スペクトルの微細
構造を表わす第２　ＬＰＧパラメータである係数を有す
るトランスバーサルフィルタとする。これにより、はぼ
すべての係数が零値に調整され、極めて少数の係数、或
いは１個のみの係数が零に等しくない値を有するプレデ
ィクタ２９を、効率の実質的な損失を伴なうことなく充
分に得ることができる。簡単の為には１個の係９ 数を有するプレディクタ２９が好ましいも、それよりも
多い係数、例えば３或いは５個の係数を有するプレディ
クタを用いることによりほんのわずかの改善を行なうこ
とができるということを確かめた。これがため、上述し
た例ではプレディクタ２９を僅か１個の係数工と、Ｚ−
変換法で次式にて表される変換関数ＰＰ　（ｚ）　とを
有するトランスバーサルフィルタとする。

ＰＰ（ｚ）＝ｃｚ　−’　（５） ここにＭは音声帯域残留信号のサンプル数で表される周
期性の基本的間隔とする。２個の第２推測パラメータＣ
及びＭは自己相関器形態の簡単な第２　ＬＰＧ−アナラ
イザ３１により得られ、この自己相関器はサンプル数二
で表されるアナライザ１０のＬＰＣ−オーダ上以上の遅
延に対して各々２Ｑｍｓの音声帯域残留信号の時間間隔
を計算し、さらにｎ＞ｐに対するＲ　（ｎ）の最大値の
位置としてのＭ及び非Ｒ（Ｍ）　／Ｒ（ｏ）　としての
至を決定する。斯かる第２アダプティブ−インバース−
フィルタ２８は次式（６）にて表わされる伝達関数ＡＡ
　（ｚ）を有する。

０ ＡＡ（ｚ）＝　Ｉ−ＰＰ（ｚ）　’１−ｃｚ−’　ω〕
フィルタ２８の出力端子には無声及び発声のいずれの音
声断片部分（セグメント）に対しても明白な非周期特性
を呈する変更音声帯域残留信号が発生する。受信機２で
は、補間器２７でのスペクトル折返し操作が完了するま
では励起信号に所望な周期性が導入されず、この周期性
の導入は第２アダプテイブーシンセシスーフイルタ３２
により行われる。このフィルタ３２は送（ｆｆｍ　１に
おける第２インバース−フィルタ２８の片ゎれであり、
これはプレディクタ３３及び回帰的構成の加算器２４を
具えている。従って、プレディクタ３３の伝達関数も式
（５）によって表され、斯かる第２アダプテイブーシン
セシスーフイルタ３２の伝達関数は次式（７）により表
される。

１／　（１−ＰＰ（ｚ）　）　＝　１／ＡＡ（ｚ）　（
７）斯かる第２アダプテイブーシンセシスーフイルタ３
２の出力端子には、０〜４　Ｋｔ（ｚの全音声帯域にわ
たり周期性成分間に所望な高調波関係を持つ変更励起信
号が発生し、この変更励起信号は１ 第１アタフティブ−シンセシスーフィルタ１４に供給さ
れる。これらの手段を採ることにより、ベースバンド残
留信号を得るための送信機１での１０進除算低域通過フ
ィルタリング及び励起信号を得るために補間法により行
われる受信機２でのスペクトル折返しのいずれもが、本
来常に非周期性の信号で成されるため、スペクトル折返
し時における゛トーナルノイズ″の発声が有効に相殺さ
れる。

無声音声の断片部又は音声の絶え間の如き非周期性の音
声信号の場合には、最大自己相関係数Ｒ（Ｍ）が小さく
なり、従って予測パラメータＣ−Ｒ（Ｍ）　／Ｒ（０）
の値が小さくなり、音声帯域残留信号は実質上回等変更
されることなく第２インバース−フィルタ２８を通過す
る。発声した音声の断片部の如き周期性の音声信号の場
合には、音声帯域残留信号の周期性が基本周波数（ピッ
チ）によって優先的に決定される。音声中に発生する最
高の基本トーン周波数の値は常に５００■Ｚ以下、従っ
て２ｍｓ以上の周期であり、また、　ｉ２ １００Ｈｚ以下のトーン周波数、従って基本トーンの周
期が１０ｍ５以上では可聴゛トーナルノイズ″′が８忍
められなくなる。このことからして、自己相関器３１を
実際に作製するに当たって、自己相関関数Ｒ（ｎ）を２
ｍｓ〜１０ｍ５の時間間隔内でのみ、従って１７≦ｎ≦
８０のｎの値に対して８　ＫＨｚのサンプリング速度で
計算して、その計算に要する時間を大いに節約する必要
がある。特に、Ｒ（ｎ）は次式 （８）に基づいて計算する。

ｒ＝０ ここに、ｒ　＝０．１．２．−−−−１５９のｂ（ｒ）
は２０ｍ５ノ時間間隔内における音声帯域残留信号のサ
ンプルを表わす。ｎ＝Ｑの場合におけるＲ　（ｎ）の値
、従って、 ５９ ３ にて表されるＲ　（ｎ）の値はＲ（ｏ）　−２０４８に
正規化されるため、予測パラメータエは次式σＱの如く
表される。

Ｃ＝　Ｒ（Ｍ）　／２０４８　００ Ｍに対しては１７≦ｎ≦８０が成立するので、このＭの
値は６ビツトにてエンコードすることができる。実際に
は予測パラメータエの値は４ビツトで量子化すれば充分
である。この第２予測パラメータエ及びＭのエンコーデ
ィング操作は２Ｑｍｓ毎に行う必要があり、このために
送信機１におけるパラメータ・エンコーダ１８及び受信
機２におけるパラメータ・エンコーダは、ＬＰｃ−パラ
メータａ（ｉ）（１≦１≦ｐ）及び第２予測パラメータ
ｃ、Ｍのいずれも処理し得るように配置する。受信機２
におけるシンセシスーフィルタ３２のプレディクタ３３
は量子化した予測パラメータエを利用するので、送信機
１におけるインバース−フィルタ２８のプレディクタ２
９は至の同じ量子化値を利用する必要がある。

パトーナルノイズ″を有効に除去するために、４ 上述したＲＢＬＰ−コーグのベースバンド−バージョン
に対するよりも低いＬＰＣ−オーダｐ（ｐ＝１６）を用
いることができる。例えばＬＰＣ−オーダｐ＝１２を選
定する場合には、僅か１２個のＬＡＲ−係数ｇ（１）を
伝達するだけで済む。伝送チャネル３に対する全容量を
９．６６キロビツト／秒とする場合には、ＬＡＲ−係数
ｇ（１３）〜ｇ（１６）の伝送用に初めから取って置い
た６００　ビット／秒の容量を用いて第２予測パラメー
タ至及びＭを伝送することができ、このために上述した
例の場合には５００ビット／秒の容量を必要とする。残
りの１００ビット／秒の容量は、デマルチプレクサ２１
を同期させるために時分割多重信号の２０ｍ５のフレー
ムに２つの追加ビットを供給するのに用いることができ
、従って各々１９２ビツトフレームの内の４ビツトをフ
レーム同期に用いて伝送信頼度を向上させることができ
る。

本発明によるディジタル音声エンコーダの動作モードを
更に説明するため第３．４及び５図には第１図のコーグ
の種々の箇所における、す５ べて同一３０ｍ５有声音セグメントに関連する信号につ
き多数の振幅スペクトルと１つの自己相関関数とを示し
である。従って縦軸に沿って示したｄＢ値は常に、任意
に選択された同一基準値に関連している。

第３図ａはアナログディジタル変換器６の出力端子にふ
ける音声セグメントの振幅スペクトルを示し、第３図す
は第１逆フイルタ１１の出力端子における音声帯域残留
信号の振幅スペクトルを示す。第３図すはこの音声帯域
残留信号がほぼ平坦なスペクトルエンベロープを有し、
かつ約１９５Ｈｚの基本トーン（ピッチ）に対応する明
瞭な周期性が存在することを示している。第３図Ｃは値
Ｒ（０）　−２０４８に正規化されかつ２０ｍ５秒の時
間間隔内の２ｍ秒から１０ｍ秒までの副時間間隔だけに
つき自己相関器３１で計算した音声帯域残留信号の自己
相関関数Ｒ（ｎ）を示す。この関数Ｒ（ｎ）のピークは
値Ｍ−４１及び約１９５Ｈｚの基本トーン（ピッチ）に
対応する値５．１２５ｍ秒に対して生じ、かつ係数ｃ　
＝Ｒ（Ｍ）／２０４８は約０．８８２　ノ値６ を有し、これは値ｃ　＝０．８７５に量子化される。

第４図ａは第２逆フイルタ２８の出力端子における修正
された音声帯域残留信号の振幅スペクトルを示し、プレ
ディクタ２９においては値Ｍ−４１及びＣ＝０．８７５
が使用されている。第３図すと比較すると明らかなよう
に第４図ａは、約１９５Ｈ２の基本トーン（ピッチ）に
対応する周期性が抑圧されることをしめしている。第４
図すはフィルタ６における低域濾波後（しかし係数４で
の１０進除算以前）のベースバンド残留信号の振幅スペ
クトルを示す。

第５図ａには、第４図すのベースバンド残留信号に対す
る１０進除算動作、次いでエンコーディング、送信、デ
コーディング及び内挿（ゼロ振幅を有するサンプルを加
えることにより）を行った後に得られるインターボレー
ス２７の出力端子における励起信号の振幅のスペクトル
を示しである。第５図すは第２合成フィルタ３２の出力
端子における修正された励起信号の振幅スペクトルを示
し、これから明らかなように、約１９７ ５Ｈｚの基本トーン（ピッチ）に対応する周期が再導入
され、かつ０〜４　ｋＨｚ全体に正しい高調波関係が存
在する。第５図Ｃは第１合成フィルタ１４の出力端子に
おける複製された音声セグメントの振幅スペクトル示す
。

上述した手段を用いることにより次の利点を有するベー
スバンド形ＲＢＬＰコーダが得られる。

パ′トーナルノイズ″″の発声が効果的に打消される。

・現在の音声コーグはベースバンドに対し全くトランス
ペアレントであるから音声信号のベースバンドを別個に
処理する必要がなく、実際上、式（１）〜（３）及び（
５）〜（７）から、直列配置した第１及び第２逆フイル
タ１１及び２８並びに第２及び第１合成フィルタ３２及
び１４に対しては、予測パラメータａ（ｉ）、ｃ及びＭ
の値とは無関係にＡ（ｚ）・ＡＡ（ｚ）・１７＾Ａ（ｚ
）　・１／Ａ（ｚ）−１（１１）が成立つ。

・第２逆フイルタ２８が伝送すべきベースバンド残留信
号のダイナミックレンジを減少させる効８ 果を奏するのでこの信号の量子化に対する感度が低くな
る。

・伝送チャネル３におけるランダムビットエラーの場合
音声品質はブレーク点（分岐点）まではビット誤り率の
増大と共に徐々に劣化するに過ぎず、聰度はビット誤り
率が大きくなると急速に低下する。このブレーク点はほ
ぼ１％のビット誤り率の箇所に位置するが、誤り訂正技
術を用いることによりこの値はビットレートをある程度
増大した状態でこのビット誤り率となる如く改善するこ
とができる。

・送信機１及び受信機２は、ディジタル信号プロセッサ
が８ビット幅のデータバスを介して通信できる既知の並
列構成において複数の普通のディジタル信号プロセッサ
、例えば、形式ＮＥＣμＤ　Ｐ？？２０によって簡単な
態様で実現することができる。ディジタル信号プロセッ
サは直列インタフェースを介してアナログ・ディジタル
・変換器及びディジタル・アナログ・変換器６及び７な
らびに伝送チャンネル３の一部を構成９ する変復調装置の如き外部装置と通信することができる
。更に、データバス上でのトラヒックに対し各信号プロ
セッサには入出力制御装置が関連している。先に述べた
異なる信号処理動作を行うために必要な人出力制御装置
及び信号プロセッサ用マイクロプログラムは、当業者で
あれば信号プロセッサのメーカーによって配布されるユ
ーザー用情報を用いて作製することかできる。かかる具
体例の構造上の概要を与えるために付言すれば、形式Ｎ
ＥＣμＤ　Ｐ？？２０の信号プロセッサは２８ピンのケ
ーシングを有し、約１ワツトの電力を消費し、かつ入出
力制御装置は単に数ダースの論理ゲートを含むに過ぎな
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明ディジタル音声コーダの構成を示すブロ
ック図、 第２図はスペクトル折返し法を説明する周波数ダイアグ
ラム、 第３．４及び５図は音声信号の同一セグメン　１０ トに関連する第１図のディコール音声り−ダの種々の箇
所の信号の振幅スペクトルの数及び自己相関関数を示す
特性図である。 ■・・・送信機　２・・・受信機 ３・・・チャネル　４・・・音声源 ５．８・・・ローパスフィルタ ６・・・アナログ−ディジタル変換器 ７・・・ディジタル−アナログ変換器 ９・・・再生回路　１０・・化ＰＣアナライザ１１、２
８・・・適応（アダプティブ）逆フィルタ１２、１５．
２９．３３・・・プレディクタ１３、３０・・・サブト
ラクタ（除算器）１４・・・アダプティブ合成フィルタ １６、３４・・・加算器 １７・・・エンコーダ兼マルチプレクサ回路１８・・・
パラメータエンコーダ １９・・・アダプティブ波形（ＰＣＭ）エンコーダ２０
・・・マルチプレクサ ２１・・・デマルチプレクサ兼デコーダ回路２２・・・
デマルチプレクサ １ ２３・・・パラメータデコーダ ２４・・・アダプティブ波形デコーダ ２５・・・最大値検出器 ２６・・・１０進除算低域通過フィルタ２７・・・イン
クボレータ ３１・・・第２　ＬＰＧアナライザ ２ ロ　−Ｏ Ｕつ （フ ロ匡 富□ Σ “−Ｆ−ｍ− −Ｃコ ａ：Ｉ嘴←−一一

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　セグメントにしたディジクル音声信号を伝送する
   送信機と受信機とを有するディジタル音声コーダで、 該送信機は、 各セグメントのディジタル音声信号に応答して、このデ
   ィジタル音声信号のセグメント化したスペクトルのエン
   ベロープを表わす第１予測パラメータを形成する第１　
   ＬＰＧアナライザと、 各セグメントのディジタル音声信号と第１予測パラメー
   タに応答して、当該セグメントの予測誤差に対応する音
   声バンド残留信号を形成する第１アダプテイブインバー
   スフイルタと、 音声バンド残留信号に応答して、ベースバンド残留信号
   を形成するデシメーションフィルタと、 第１予測パラメータとベースバンド残留信号の波形をコ
   ード化し、形成されたコード（符号）化信号を時分割多
   重で伝送するエンコーチ°イング・マルチプレキシング
   回路とを具え、 該受信機は、 伝送されたコード化信号を分離し、かく分離されたコー
   ド化信号を第１予測パラメータとベースバンド残留信号
   波形とにデコード（復号）するデマルチプレキシング・
   デコーディング回路と、 ベースバンド残留信号に応答して、音声バンド残留信号
   に対応する励起信号を形成するインタボレーティング励
   起信号ジェネレータと、 該励起信号と第１予測パラメータに応答してディジタル
   音声信号のレプリカを形成する！１アダプティブ　シン
   セシス　フィルタとを具えているベースバンド残留コー
   ディングを有するディジモル音声コーダにおいて、送信
   機は、さらに次のもの、すなわち、第１アダプテイブ　
   インバース　フィルタの音声バンド残留信号に応答して
   、音声バンド残留信号の短期間スペクトルの精密構成を
   表わす第２予測パラメータを形成する第２　ＬＰＧアナ
   ライザと、 音声バンド残留信号と第２予測パラメータに応答して、
   デシメーション　フィルタに供給する変形音声バンド残
   留信号を形成する第２アダプテイブ　インバース　フィ
   ルタとを具えてなり、 送信機内のエンコーディング・マルチプレキシング回路
   と、受信機内のデマルチプレキシング・デコーディング
   回路とは、第１及び第２予測パラメータの両方共をプロ
   セスするように構成し、 受信機は、さらに次のもの、すなわち、インタボレーテ
   ィング励起信号ジェネレータの励起信号に応答して、第
   ２予測パラメータにおいて、第１アダプテイブ　シンセ
   シスフィルタに供給する変形励起信号を形成する第２ア
   ダプテイブ　シンセシス　フィルタラ具えてなることを
   特徴とするベースバンド残留コーディングを有するディ
   ジクル音声コーグ。 ２、　第２　ＬＰＧアナライザは、音声バンド残留信号
   の自動相関係数を形成し、第２１ＰＣアナライザのオー
   ダーに対応する遅延を超える遅延に対し最大自動相関係
   数の値と位置とを選択するオートコリレータによって構
   成される特許請求の範囲第１項記載のディジモル音声コ
   ーダ。 ３、　オートコリレータは２ｍｓと１０ｍ５間の時間間
   隔内の遅延に対してのみ自動相関係数を形成する如くし
   た特許請求の範囲第２項記載のディジモル音声コーダ。