JPS62155796A - 永久磁石同期電動機の高力率制御方法 - Google Patents
永久磁石同期電動機の高力率制御方法Info
- Publication number
- JPS62155796A JPS62155796A JP60294175A JP29417585A JPS62155796A JP S62155796 A JPS62155796 A JP S62155796A JP 60294175 A JP60294175 A JP 60294175A JP 29417585 A JP29417585 A JP 29417585A JP S62155796 A JPS62155796 A JP S62155796A
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- JP
- Japan
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- synchronous motor
- magnet synchronous
- current
- control method
- permanent magnet
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、永久磁石同期電動機の電流位相進み遅れ制御
において、電流位相と主磁束との直交性を故意にくずし
て突極機特有のリラクタンストルクを有効に活用する制
御方式の採用により、過負荷時の力率の改善とトルク限
界の上昇と共に電源設備の有効利用を図るため、用いる
永久磁石同期電動機の最適設計値を示すものである。
において、電流位相と主磁束との直交性を故意にくずし
て突極機特有のリラクタンストルクを有効に活用する制
御方式の採用により、過負荷時の力率の改善とトルク限
界の上昇と共に電源設備の有効利用を図るため、用いる
永久磁石同期電動機の最適設計値を示すものである。
磁極位置検出フィードバック方式同期電動機の制御方式
として、従来より電流位相進み遅れ制御方式が提唱され
ている。この方式は主磁束と電機子電流の直交性を故意
にくずして、突極機特有のリラクタンストルクを有効に
利用するもので、トルクの増加および力率の改善などの
メリットがある。
として、従来より電流位相進み遅れ制御方式が提唱され
ている。この方式は主磁束と電機子電流の直交性を故意
にくずして、突極機特有のリラクタンストルクを有効に
利用するもので、トルクの増加および力率の改善などの
メリットがある。
第２図は電流位相進み遅れ制御回路のブロック図で、三
相交流電源Ｒ，Ｓ、Ｔを、コンバータ１０により整流し
、その直流電力をトランジスタブリ、ジインバータ１１
により交流に変換して永久磁石同期電動機１２を駆動す
るもの苓ある。
相交流電源Ｒ，Ｓ、Ｔを、コンバータ１０により整流し
、その直流電力をトランジスタブリ、ジインバータ１１
により交流に変換して永久磁石同期電動機１２を駆動す
るもの苓ある。
１は速度設定値８ｒｅｆと速度センサ１５からの検出速
度の差を増幅する速度アンプ、２はＡ／Ｄコンバータ、
３は回転子位置センサ１４からのパルスを計数するカウ
ンタ、４は正弦波ＲＯＭテーブル、５は乗算機能を持つ
Ｄ／Ａコンバータで、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相についてのｉｉ流
指令１ａの瞬時値ｉａを出力する。
度の差を増幅する速度アンプ、２はＡ／Ｄコンバータ、
３は回転子位置センサ１４からのパルスを計数するカウ
ンタ、４は正弦波ＲＯＭテーブル、５は乗算機能を持つ
Ｄ／Ａコンバータで、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相についてのｉｉ流
指令１ａの瞬時値ｉａを出力する。
６は電流検出器１３からの電機子電流ｉａの斜時値＊
】 ｉａと電流指令ｉａの瞬時値１ａの差を増幅する電流ア
ンプ、７はヒステリシリコンパレータ、８は三角波キャ
リヤ信号であり、ヒステリシリコンパレータ７の出力は
ベースドライブ回路９を経て、主回路インバータ１１の
各相正負両パワートランジスタへの０Ｎ−ＯＦＦ信号と
なる。７〜９の部分は本図では一部省略し、１相分のみ
を示しである。
】 ｉａと電流指令ｉａの瞬時値１ａの差を増幅する電流ア
ンプ、７はヒステリシリコンパレータ、８は三角波キャ
リヤ信号であり、ヒステリシリコンパレータ７の出力は
ベースドライブ回路９を経て、主回路インバータ１１の
各相正負両パワートランジスタへの０Ｎ−ＯＦＦ信号と
なる。７〜９の部分は本図では一部省略し、１相分のみ
を示しである。
第３図（ａｌおよび（ｂｌはそれぞれ電流位相進み遅れ
制御方式における、電流位相遅れ時および電流位相進み
時の電圧電流ベクトル図である。ｉａは電機子電流、β
・は電流位相を表し、ｉｄおよびｉｑはそれぞれ電機子
電流の直軸成分および横軸成分、ａは端子電圧位相（ト
ルク角）、■はモータ端子電圧、φｆは主磁極による電
機子鎖交主磁束、ＥＯは主磁束による電機子誘起電圧、
ＬｄおよびＬｑはそれぞれ電機子の直軸および横軸イン
ダクタンス、伽は角周波数、ｒは電機子抵抗を示す。
制御方式における、電流位相遅れ時および電流位相進み
時の電圧電流ベクトル図である。ｉａは電機子電流、β
・は電流位相を表し、ｉｄおよびｉｑはそれぞれ電機子
電流の直軸成分および横軸成分、ａは端子電圧位相（ト
ルク角）、■はモータ端子電圧、φｆは主磁極による電
機子鎖交主磁束、ＥＯは主磁束による電機子誘起電圧、
ＬｄおよびＬｑはそれぞれ電機子の直軸および横軸イン
ダクタンス、伽は角周波数、ｒは電機子抵抗を示す。
、＊
第２図において、電流指令１ａの大きさは速度アンプｌ
の出力によって決定される。一方、電流位相β・もやは
り速度アンプ１の出力によって決定されるが、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に演算機能を付加する＊ ことにより、電流指令ｉａの大きさと電流位相β。の間
に種々の特性を持たせることができる。
の出力によって決定される。一方、電流位相β・もやは
り速度アンプ１の出力によって決定されるが、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に演算機能を付加する＊ ことにより、電流指令ｉａの大きさと電流位相β。の間
に種々の特性を持たせることができる。
＊
代表的なｉａ−β・特性として以下に示す３例がある。
但し、いずれも βＧ≧０ とする。
方式１
％式％（１）
方式２
方式３
第４図（ａ） 、 （ｂ） 、 （Ｃ）はそれぞれ方式
１．方式２゜方式３のベクトル図である。ここで、φｆ
は主磁束、ｉａは電機子電流ｉａＪこよる磁束、φ・は
φｆとｉａの合成磁束である。
１．方式２゜方式３のベクトル図である。ここで、φｆ
は主磁束、ｉａは電機子電流ｉａＪこよる磁束、φ・は
φｆとｉａの合成磁束である。
方式１は、ベクトル図から明らかなように、主磁束φｆ
と電機子電流ｉａは常に直交しており、出力トルクはｉ
ａに比例する。
と電機子電流ｉａは常に直交しており、出力トルクはｉ
ａに比例する。
ところが、このような方式１は軽負荷時には問題ないが
、３００〜５００係もの過負荷時には端子電圧位相δが
極端に大きくなり、従って電動機力率が悪化し、その分
高い端子電圧が要求される。
、３００〜５００係もの過負荷時には端子電圧位相δが
極端に大きくなり、従って電動機力率が悪化し、その分
高い端子電圧が要求される。
一方、電源電圧にはおのずと限界があるので、高速回転
時には電源電圧の飽和によって、過負荷トルクが頭打ち
になってしまう。
時には電源電圧の飽和によって、過負荷トルクが頭打ち
になってしまう。
直流機のようにフラッシュオーバを発生しないために、
高速回転時にも過負荷がかけられることが交流機の重要
な特徴（セールスポイント）である以上、これでは魅力
が半減してしまう。
高速回転時にも過負荷がかけられることが交流機の重要
な特徴（セールスポイント）である以上、これでは魅力
が半減してしまう。
これを避けるためには、電圧定数（すなわちトルク定数
）を下げるなどの対策により、十分な余裕を持たせたモ
ータ設計としなくてはならない。
）を下げるなどの対策により、十分な余裕を持たせたモ
ータ設計としなくてはならない。
しかし、トルク定数の低下によって電源の電流容量が必
要になり、いずれにしても電源設備が大型化するのを避
は得なかった。
要になり、いずれにしても電源設備が大型化するのを避
は得なかった。
これを改善するために提案されたのが、方式２位置（β
０＝０）よりも更に進めることによって、突極機特有の
りラフタンストルクを有効に利用し、方式１で述べたよ
うな不都合を押えて電源設備の有効利用を図っている。
０＝０）よりも更に進めることによって、突極機特有の
りラフタンストルクを有効に利用し、方式１で述べたよ
うな不都合を押えて電源設備の有効利用を図っている。
すなわち、（２）式または（３）式に従って速度アンプ
１の出力により電流位相β・を進みに設定すれば、過負
荷時の電圧上昇を抑え、更に高い力率での運転が可能と
なるものである。
１の出力により電流位相β・を進みに設定すれば、過負
荷時の電圧上昇を抑え、更に高い力率での運転が可能と
なるものである。
方式２による制御方式は、負荷にかかわらず力率を常に
１００％とする制御方式であり、ｉａ−β・特性は（２
）式に従い、またベクトル図は第４図（ｂ）に示される
通りである。
１００％とする制御方式であり、ｉａ−β・特性は（２
）式に従い、またベクトル図は第４図（ｂ）に示される
通りである。
この方式２は前記の他に次のような特徴を持っている。
すなわち、電機子電流ｉａのトルクに対する直線性が、
負荷の増加に従って損なわれること。
負荷の増加に従って損なわれること。
また、負荷の増加により端子電圧Ｖは逆に減少してしま
うこと。特に問題となるのは、減磁電流となる電機子電
流１ａのうちの直軸成分ｉｄの成分比が大きく、界磁極
の永久磁石を損なう危険性があることである。
うこと。特に問題となるのは、減磁電流となる電機子電
流１ａのうちの直軸成分ｉｄの成分比が大きく、界磁極
の永久磁石を損なう危険性があることである。
次に、方式３による制御方式は、電機子鎖交磁束一定制
御と呼ばれ、電機子誘起電圧Ｅ・ひいては端子電圧Ｖを
ほぼ一定に保つ制御方式であり、ｉａ−β・特性は（３
）式に従い、またベクトル図は第４図（Ｃ）に示される
通りである。
御と呼ばれ、電機子誘起電圧Ｅ・ひいては端子電圧Ｖを
ほぼ一定に保つ制御方式であり、ｉａ−β・特性は（３
）式に従い、またベクトル図は第４図（Ｃ）に示される
通りである。
この方式の場合には、過負荷時にも端子電圧の変動は少
ないが、過負荷になるに従って力率が少しずつ悪くなる
。その他、方式２の場合はどではないが同様の問題点を
若干内在しているっすなわち、方式１と方式２との中間
的な制御方式といえる０ これら方式２と方式３の両者の長所を同時に兼ね備えた
制御方法、すなわち、負荷にかかわらず力率が常に１０
０％近く、且つ端子電圧の変動がほとんど生じない制御
方法を得るのが本発明の目的である。
ないが、過負荷になるに従って力率が少しずつ悪くなる
。その他、方式２の場合はどではないが同様の問題点を
若干内在しているっすなわち、方式１と方式２との中間
的な制御方式といえる０ これら方式２と方式３の両者の長所を同時に兼ね備えた
制御方法、すなわち、負荷にかかわらず力率が常に１０
０％近く、且つ端子電圧の変動がほとんど生じない制御
方法を得るのが本発明の目的である。
〔問題点を解決するための手段とその作用〕永久磁石同
期電動機の駆動電源を最大限に有効活用するために、前
記の方法２と方式３とを同時に満足する条件を求めると
、（２）式と（３）式を連立式として解き Ｌｑ １ 一＝１±□ ・・・・・・・・・・・・（４
）Ｌｄ ｃｏｓ ／９＠ を得る。ここで、１βｌ＜ｆ／２とすると、Ｌｑ≦０と
な衿 るため負符号は採用できず、正覚号の場合のみ実現可能
である。
期電動機の駆動電源を最大限に有効活用するために、前
記の方法２と方式３とを同時に満足する条件を求めると
、（２）式と（３）式を連立式として解き Ｌｑ １ 一＝１±□ ・・・・・・・・・・・・（４
）Ｌｄ ｃｏｓ ／９＠ を得る。ここで、１βｌ＜ｆ／２とすると、Ｌｑ≦０と
な衿 るため負符号は採用できず、正覚号の場合のみ実現可能
である。
電機子電流ｉａの電流位相β０は式（２）または（３）
によって決定されるが、今、仮に Ｏ≦β・≦ｒ／４と
すると、２≦Ｌｑ／Ｌｄ≦２．４１ となる。これは
、永久磁石同期電動機の横軸インダクタンスＬｑを直載
インダクタンスの２倍強となるように設計すれば、少な
くとも電流位相β舎の小さい範囲では、方式２と方式３
の両方の長所を生かした制御が可能なことを示している
、 すなわち、Ｌｑ／ Ｌｄ ＝ ２〜２．４ となるよ
うに永久磁石同期電動機を設計製作し、且つ方式２また
は方式３、あるいはそれに近い制御方式を採用すれば、
高力率運転も可能になる。
によって決定されるが、今、仮に Ｏ≦β・≦ｒ／４と
すると、２≦Ｌｑ／Ｌｄ≦２．４１ となる。これは
、永久磁石同期電動機の横軸インダクタンスＬｑを直載
インダクタンスの２倍強となるように設計すれば、少な
くとも電流位相β舎の小さい範囲では、方式２と方式３
の両方の長所を生かした制御が可能なことを示している
、 すなわち、Ｌｑ／ Ｌｄ ＝ ２〜２．４ となるよ
うに永久磁石同期電動機を設計製作し、且つ方式２また
は方式３、あるいはそれに近い制御方式を採用すれば、
高力率運転も可能になる。
第１図（ａ） 、 （ｂ）および（Ｃ１は本発明にかか
る永久磁石同期電動機の高力率制御方法を実現するため
の永久磁石同期電動機の回転子の、４極機におけるそれ
ぞれ別の実施例の斜視図である。
る永久磁石同期電動機の高力率制御方法を実現するため
の永久磁石同期電動機の回転子の、４極機におけるそれ
ぞれ別の実施例の斜視図である。
第１図（ａｌは、磁極用のマグネット２１を増り付ける
回転子鉄心２０を、その４隅部分が固定子鉄心（図示せ
ず）の内周Ｃとほぼ内接する正４角柱構造にすることが
特徴である。これによって、横軸方向の磁路を確保する
ことができ、 ７．−÷妾傑す斗肴寺キ４→千構軸
インダクタンスの大きい゛ｉＭ動機の覗作が可能である
。一方、このような回転子構造とすると、直軸インダク
タンスは電機子漏れ磁束分がほとんどであるから、ＬＱ
／Ｌｄが２を超える電動機を製作することができる。
回転子鉄心２０を、その４隅部分が固定子鉄心（図示せ
ず）の内周Ｃとほぼ内接する正４角柱構造にすることが
特徴である。これによって、横軸方向の磁路を確保する
ことができ、 ７．−÷妾傑す斗肴寺キ４→千構軸
インダクタンスの大きい゛ｉＭ動機の覗作が可能である
。一方、このような回転子構造とすると、直軸インダク
タンスは電機子漏れ磁束分がほとんどであるから、ＬＱ
／Ｌｄが２を超える電動機を製作することができる。
第１図（ｂ）は、磁気回路設計上磁極用のマグネット３
１の厚みが必要な場合の回転子構造で、回転子鉄心３０
のマグネット磁極間の部分を補極状に突出せしめて、固
定子鉄心（図示せず）の内周にほぼ内接せしめるように
し、横軸方向の磁路を確保したものである。
１の厚みが必要な場合の回転子構造で、回転子鉄心３０
のマグネット磁極間の部分を補極状に突出せしめて、固
定子鉄心（図示せず）の内周にほぼ内接せしめるように
し、横軸方向の磁路を確保したものである。
第１図（ｃｊは、第１図（ｂｌと同様の理由で、回転子
鉄心４０にマグネット４１を取り付け、マグネット磁極
間の部分に補極状の鉄心４２をボルト等で回転子鉄心４
０に取り付け、その外周部分をほぼ固定子鉄心（図示せ
ず）の内周に内接するようにして、横軸方向の磁路を確
保したものである。
鉄心４０にマグネット４１を取り付け、マグネット磁極
間の部分に補極状の鉄心４２をボルト等で回転子鉄心４
０に取り付け、その外周部分をほぼ固定子鉄心（図示せ
ず）の内周に内接するようにして、横軸方向の磁路を確
保したものである。
なお、以上の実施例としては４極機のみを取り上げたが
、２極機や６極機以上でも同様の回転子構造とすること
により、本発明の目的を達成することができる。
、２極機や６極機以上でも同様の回転子構造とすること
により、本発明の目的を達成することができる。
従来から、電機子電流ｉａの大きさによって電流位相β
・を制御し、突＠ｉ機特有のりラフタンストルクを積極
的に活用する方式１Ｊ４唱されているが、この特性は電
動機定数に大きく依存していた。
・を制御し、突＠ｉ機特有のりラフタンストルクを積極
的に活用する方式１Ｊ４唱されているが、この特性は電
動機定数に大きく依存していた。
本発明は、永久磁石同期電動機を電流位相進み遅れ制御
する際に、リラクタンストルクに直接関係する、直軸方
向および＠軸方向の電機子インダクタンスの最適比を与
えるものであり、これによって端子電圧の上昇を抑え、
高い力率での運転が可能になる。ひいては、電源の有効
利用により、設備の小形化を図ることができる。
する際に、リラクタンストルクに直接関係する、直軸方
向および＠軸方向の電機子インダクタンスの最適比を与
えるものであり、これによって端子電圧の上昇を抑え、
高い力率での運転が可能になる。ひいては、電源の有効
利用により、設備の小形化を図ることができる。
第１図（ａ） 、 （ｂ）および（Ｃ）は本発明にかか
る永久磁石同期電動機の高力率制御方法を実現するため
の永久磁石同期電動機の回転子の、４極機におけるそれ
ぞれ別の実施例の斜視図であり、第２図は電流位相進み
遅れ制御回路のプロ、り図、第３図（ａ）および（ｂ）
はそれぞれ電流位相進み遅れ制御方式における、電流位
相遅れ時および電流位相進み時の電圧電流ベクトル図、
第４図（ａｌ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ１は′電流位相進
み遅れ制御方式に用いられる代表的な電機子ワ ト 電流−電流位相特性の３方式のペルドル図である。 １・・・・・・速度アンプ、２・・・・・・Ａ／Ｄコン
バータ、３・・・・・・カウンタ、４・・・・・・正弦
波ＲＯＭテーブル、５・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ、
６・・・・・・電流アンプ、７・・・・・・ヒステリシ
スコンパレータ、８・・・・・・三角波キャリヤ信号、
９・・・・・・ベースドライブ回路、１０・・・・・・
コンバータ、１１・・・・・・インバータ、１２・・・
・・・永久磁石同期電動機、１３・・・・・・電流検出
器、１４・・・・・・回転位室−センサ、１５・・・・
・・速度センサ、２０，３０．４０・・・・・・回転子
鉄心、２１．３１．４１・・・・・・マグネット、４２
・・・・・・鉄心。 特許量π人 東洋電機製造株式会社 代表者 土 井 厚 扇 ！ 肥 （Ｃ） 第２ 図 ／Ｗ−８
る永久磁石同期電動機の高力率制御方法を実現するため
の永久磁石同期電動機の回転子の、４極機におけるそれ
ぞれ別の実施例の斜視図であり、第２図は電流位相進み
遅れ制御回路のプロ、り図、第３図（ａ）および（ｂ）
はそれぞれ電流位相進み遅れ制御方式における、電流位
相遅れ時および電流位相進み時の電圧電流ベクトル図、
第４図（ａｌ 、 （ｂｌ 、 （Ｃ１は′電流位相進
み遅れ制御方式に用いられる代表的な電機子ワ ト 電流−電流位相特性の３方式のペルドル図である。 １・・・・・・速度アンプ、２・・・・・・Ａ／Ｄコン
バータ、３・・・・・・カウンタ、４・・・・・・正弦
波ＲＯＭテーブル、５・・・・・・Ｄ／Ａコンバータ、
６・・・・・・電流アンプ、７・・・・・・ヒステリシ
スコンパレータ、８・・・・・・三角波キャリヤ信号、
９・・・・・・ベースドライブ回路、１０・・・・・・
コンバータ、１１・・・・・・インバータ、１２・・・
・・・永久磁石同期電動機、１３・・・・・・電流検出
器、１４・・・・・・回転位室−センサ、１５・・・・
・・速度センサ、２０，３０．４０・・・・・・回転子
鉄心、２１．３１．４１・・・・・・マグネット、４２
・・・・・・鉄心。 特許量π人 東洋電機製造株式会社 代表者 土 井 厚 扇 ！ 肥 （Ｃ） 第２ 図 ／Ｗ−８
Claims (1)
- 回転子の磁極位置を検出しフィードバックする方式の電
流制御型ＰＷＭインバータで運転される永久磁石同期電
動機の電流位相進み遅れ制御において、前記永久磁石同
期電動機の横軸インダクタンスＬｑが直軸インダクタン
スＬｄの２〜２．４倍であるような永久磁石同期電動機
を利用することを特徴とした永久磁石同期電動機の高力
率制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60294175A JPS62155796A (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | 永久磁石同期電動機の高力率制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60294175A JPS62155796A (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | 永久磁石同期電動機の高力率制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62155796A true JPS62155796A (ja) | 1987-07-10 |
Family
ID=17804279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60294175A Pending JPS62155796A (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | 永久磁石同期電動機の高力率制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62155796A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01129796A (ja) * | 1987-11-14 | 1989-05-23 | Hitachi Elevator Eng & Service Co Ltd | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| JPH06327206A (ja) * | 1993-05-10 | 1994-11-25 | Toyota Motor Corp | Ｐｍ形交流同期モータ |
| JP2003135883A (ja) * | 2001-10-31 | 2003-05-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 洗濯機のモータ駆動装置 |
| JP2006136181A (ja) * | 2004-11-09 | 2006-05-25 | Denso Corp | 同期モータの位置センサレス駆動制御装置 |
| JP2013085407A (ja) * | 2011-10-12 | 2013-05-09 | Mitsuba Corp | ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置並びにブラシレスモータ並びに電動パワーステアリング装置 |
-
1985
- 1985-12-26 JP JP60294175A patent/JPS62155796A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01129796A (ja) * | 1987-11-14 | 1989-05-23 | Hitachi Elevator Eng & Service Co Ltd | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| JP2645655B2 (ja) * | 1987-11-14 | 1997-08-25 | 株式会社日立ビルシステム | 永久磁石同期電動機の制御装置 |
| JPH06327206A (ja) * | 1993-05-10 | 1994-11-25 | Toyota Motor Corp | Ｐｍ形交流同期モータ |
| JP2003135883A (ja) * | 2001-10-31 | 2003-05-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 洗濯機のモータ駆動装置 |
| JP2006136181A (ja) * | 2004-11-09 | 2006-05-25 | Denso Corp | 同期モータの位置センサレス駆動制御装置 |
| JP2013085407A (ja) * | 2011-10-12 | 2013-05-09 | Mitsuba Corp | ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置並びにブラシレスモータ並びに電動パワーステアリング装置 |
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