JP5869779B2 - 高速自己縦続電気機械 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は一般に高速電気機械に関し、より詳細にはトルク密度および効率が高く、低コストな高速自己縦続電気機械に関する。

長い間、高電力密度、高効率の電気機械（すなわち電動機および発電機）が、様々な応用例、特にハイブリッド車両牽引応用例および／または電気車両牽引応用例向けに広く求められている。エネルギー供給および環境上の理由から、効率、信頼性が共に高いが、平均的な消費者にとって合理的な価格のハイブリッド電気車両および／または電気車両を製造する動機が高まっている。しかしながら、ハイブリッド電気車両および電気車両に使用可能な駆動モータ技術は、一般に非常にコストがかかるものであり、したがって消費者の購買能力または製造者の収益性の一方（または両方）を低下させる。

牽引応用例のための内部永久磁石（ＩＰＭ）電気機械は、広い速度範囲にわたって電力密度が高く、高効率であることが判明しており、また、前輪駆動車両へのパッケージングが容易であるため、ほとんどの市販のハイブリッド電気車両および電気車両はＩＰＭ機械に依拠している。しかしながら、このような高い電力密度を得るためには、ＩＰＭ機械は、高価な焼結型の高エネルギー積磁石を使用しなければならない。さらに、ＩＰＭ機械は、最適な電力密度を得るために高速（例えば１４，０００ｒｐｍ）で回転し、この高速動作は、高い逆電磁界（ＥＭＦ）を引き起こす。このような高い逆ＥＭＦのため、高電圧インバータデバイスを使用しなければならず、それによりシステムコスト全体がさらに増大する。また、ＩＰＭ機械には、高速動作に敏感な複雑な回転子および固定子構造が必要であり、そのためにそれらの製造がますます複雑になり、コストが増大する。ＩＰＭ機械の製造コストおよび維持コストが高いことが、概して、ハイブリッド電気車両および電気車両の商業化および電気駆動モータ技術の採用を共に制限している。

より費用効率的で維持の手間が少ないハイブリッド電気技術および電気技術の必要性に対処するために、新しい電池技術およびインバータ技術を開発するためのさらなる努力がなされている。しかしながら、上で明らかにしたように、ハイブリッド電気駆動技術および電気駆動技術が商業的に完全に実現可能になる前に、改善された費用効率的な駆動モータ技術が依然として非常に求められている。

米国特許第６２６２５５０号公報

したがって、トルク密度が高く、高効率な比較的低コストの高速自己縦続電気機械を提供することが望ましい。

本発明の一態様によれば、第１のエネルギー源と、第２のエネルギー源と、固定子とを備えた電気機械が提供され、固定子は、第１のエネルギー源に結合された第１のセットの巻線、および第２のエネルギー源に結合された第２のセットの巻線を備えている。電気機械は、さらに、回転子と、第１および第２のエネルギー源に結合されたコントローラとを備えており、コントローラは、第１のエネルギー源を制御して第１の電流を第１のセットの巻線に供給し、また、第２のエネルギー源を制御して第２の電流を第２のセットの巻線に供給するように構成されている。また、コントローラは、回転子の角度位置を検出し、第１のセットの巻線に流れる第１の電流を検出し、第２のセットの巻線に流れる第２の電流を検出し、回転子の角度位置、検出された第１の電流および検出された第２の電流に基づいて第１の電流の最適移相角を決定するように構成されている。コントローラは、最適移相角に基づいて第１のエネルギー源を制御し、第１のセットの巻線に供給される第１の電流を修正する。

本発明の他の態様によれば、複数の巻線を有する電気機械を励起するための方法であって、第１のセットの固定子巻線に流れる第１の電流を検出するステップであって、第１の電流がインバータを介して第１のセットの固定子巻線に供給される、ステップと、第２のセットの固定子巻線に流れる第２の電流を検出するステップと、回転子の角度位置を検出するステップとを含む方法が開示される。また、この方法には、第１のセットの固定子巻線の検出された第１の電流、第２のセットの固定子巻線の検出された第２の電流、および回転子の検出された角度位置に基づいて第１の電流の最適移相角を決定するステップと、インバータの第１の電流が第１のセットの固定子巻線に最適移相角の第１の電流を供給し、それにより回転子に最適トルクが生成されるよう、決定された最適移相角に基づいて第１の電流の移相角を修正するステップが含まれる。

本発明の他の態様によれば、インバータに電流コマンドを印加して電気機械に流れる電流および端子電圧を制御するためのモータ駆動コントローラが開示される。モータ駆動コントローラは、回転子の角度位置を検出し、固定子の第１のセットの巻線に流れる第１の電流を検出し、固定子の第２のセットの巻線に流れる第２の電流を検出するように構成されている。モータ駆動コントローラは、さらに、回転子の検出された角度位置、第１のセットの巻線に流れる検出された第１の電流、および第２のセットの巻線に流れる検出された第２の電流に基づく第１の電流の最適移相角を決定し、決定された最適移相角に基づいて最適移相角デマンドを生成するように構成されている。モータ駆動コントローラは、第１のセットの巻線に結合されているインバータに最適移相角デマンドを入力し、インバータは、固定子と回転子の間のエアギャップに最適な合成起磁力（ＭＭＦ）が得られるよう、第１のセットの巻線に流れる第１の電流を修正するように構成されている。

様々な他の特徴および利点については、以下の詳細な説明および図面から明らかになるであろう。

図面は、本発明を実施するための現在企図されている実施形態を示す。

本発明の一実施形態による固定子巻線分布を示す図である。 図１に示されている固定子巻線分布に基づく第１の固定子巻線ＭＭＦ、第２の固定子巻線ＭＭＦおよび合成ＭＭＦを示す図である。 本発明の一実施形態による自己縦続電気機械を示す略図である。 本発明の一実施形態による最適移相角決定方法を示す流れ図である。

電気車両牽引応用例およびハイブリッド電気車両牽引応用例を含めて、様々な応用例に使用するための、トルク密度が高く、高効率な比較的低コストの電気機械を提供するためのシステムが示されている。

多くのタイプの電気機械が駆動モータ応用例と発電応用例に利用されているが、高速応用例（電気車両牽引応用例およびハイブリッド電気車両牽引応用例など）のための選択肢は、通常、コストおよび／または性能上の制約によって制限されている。上で指摘したように、多くの電気車両およびハイブリッド電気車両には、製造コストが高く、高速で機械的な故障を招く危険性がある内部永久磁石（ＩＰＭ）電気機械が利用されている。しかしながら、本発明の実施形態には、この業界に従来からあるコスト上または性能上の制約なしに高速で動作させることができる自己縦続電気機械が組み込まれている。

本発明の実施形態による自己縦続電気機械には、２組の巻線を有する固定子、および巻線を有していない強磁性回転子が含まれており、磁気抵抗を介して回転子にトルクが生成される。第１のセットの巻線は第１の極数Ｐ１を有しており、第２のセットの巻線は、第１の極数Ｐ１より少ない第２の極数Ｐ２を有している。一方、回転子は、極数がＰ３の突極を有しており、
Ｐ３＝（Ｐ１−Ｐ２）／２ （式１）
である。突極の数Ｐ３をこのように構成することにより、回転子は少数の極を有することができ、一方、固定子は多数の極を有することができる。本明細書においてさらに詳細に説明されるように、固定子と回転子のこのような極数の差により、固定子後方鉄（ｓｔａｔｏｒ ｂａｃｋ ｉｒｏｎ）を著しく少なくすることができ、延いては電気機械の総体積を小さくし、総重量を軽くすることができる。電気機械の体積および重量を節約することは、厳しいパッケージング制約を有する応用例（例えば電気牽引応用例およびハイブリッド電気牽引応用例）には特に有用である。

これまで、高速自己縦続電気機械の開発は、広い速度範囲を有する電気機械に見られる不安定性の問題によって妨げられてきた。このような不安定性は、主として固定子巻線の極と回転子の極の間の相互作用であって、個々の極の数に大きく左右される相互作用によるものである。したがって不安定性を除去し、機械の性能を改善するために回避しなければならない極数の特定の組合せがある。例えば、特に問題であることが判明している個々の固定子巻線の極数の組合せの１つは、
Ｐ２＝２ （式２）
および
Ｐ１≧Ｐ２＋４ （式３）
である。

Ｐ２＝２の場合、Ｐ１は、式３から６になることは明らかである。高速自己縦続電気機械の場合、極数Ｐ１を有する第１のセットの巻線は、通常、交流巻線（交流電流を受け取る）として使用され、一方、極数Ｐ２を有する第２のセットの巻線は、直流巻線（直流電流を受け取る）として使用される。したがってこの例の場合、６極巻線は交流巻線であり、この６極巻線が２極直流巻線によって変調され、それにより主４極成分を有する合成起磁力（ＭＭＦ）が生成される。上記式１によれば回転子は４極回転子であり、この４極回転子が固定子の主４極成分と相互作用する。回転子の極と固定子の極の間のこのような相互作用によって、中負荷から大負荷で回転子にトルクが生成されることになるが、２極直流巻線はその極ピッチが大きいため、容易に対称性を失い、この対称性の損失によって交流信号が非対称に変調されることになる。このような非対称変調は、固定子と回転子の間のエアギャップの合成ＭＭＦを著しく劣化させ、そのために発達した回転子トルクが小さくなり、同期を失い、不安定になる。

このような不安定性およびトルクの低下を最小化するために、本発明の実施形態は、極数Ｐ１およびＰ２の選択に対する制限を利用し、効率的な自己縦続電気機械の開発において、広い速度範囲にわたって動作可能にすることができる。これらの制限は、以下の式によって表される。

Ｐ１≠Ｐ２ （式４）
Ｐ１≧Ｐ２＋８ （式５）
Ｐ２≧４ （式６）
Ｐ１≧１２ （式７）
および
（Ｐ１−Ｐ２）／２≧（ｎ＋２） （式８）
上式でｎ＝２、４、６、８、．．．である。式４〜式８に関して上で表された極数制限を堅持することにより、式２および式３に基づく極数を使用することによって生じる不安定性および回転子のトルクの低減を回避することができ、それにより本発明の高速自己縦続電気機械の性能が改善される。

図１は、本発明の一実施形態による固定子巻線分布を示す。固定子の従来のフレームおよび磁気材料は、図１には示されていない。固定子巻線１０２は、交流巻線として使用することができる１２極巻線（Ｐ１＝１２）である。この１２極巻線の位相当たりの極当たりのスロット（Ｓ／Ｐ／Ｐ）は２に等しく、スロット１０６の総数は７２個である（もっと多くの、あるいはもっと少ないスロット１０６を利用することも可能である）。図１には合計３６個のスロット１０６しか示されていないが、巻線分布は対称であり、したがって図を分かり易くするために７２個のスロット１０６のうちの３６個のみが示されていることを理解されたい。一方、固定子巻線１０４は、Ｓ／Ｐ／Ｐが６である４極巻線（Ｐ２＝４）であり、直流巻線として利用されている。図１には示されていないが、固定子巻線１０２および固定子巻線１０４は、それぞれ、対応する個々の固定子巻線に独立して供給される電力を受け取ることを理解されたい。

固定子巻線１０２が交流巻線であり、固定子巻線１０４が直流巻線である図１に示されている固定子巻線構成を使用すると、固定子巻線１０２に流れる交流電流は、回転子軸に負荷がかかっていない場合、固定子巻線１０４に流れる直流電流から電気角１８０度の移相を有することになる。図２は、所与の時間瞬時におけるこのような「無負荷」状態下での巻線１０２および巻線１０４に対する巻線ＭＭＦのグラフを示す。グラフ２０２は、１２極交流巻線である固定子巻線１０２のＭＭＦ波形を示している。方形波形２０４は、固定子巻線１０２の理想ＭＭＦ波形を示しており、また、波形２０６は、無負荷における固定子巻線１０２の基本（または実際の）ＭＭＦ波形を示している。同様に、グラフ２０８は、４極直流巻線である固定子巻線１０４のＭＭＦ波形を示している。方形波形２１０は、この例では直流巻線の理想ＭＭＦ波形であり、波形２１２は固定子巻線１０４の基本ＭＭＦ波形である。

交流巻線（固定子巻線１０２）および直流巻線（固定子巻線１０４）は、いずれも同時に電力が供給されるため、固定子と回転子の間のエアギャップの総ＭＭＦ分布は、固定子巻線１０２および固定子巻線１０４によって生成されるＭＭＦの合計に対応する。図２のグラフ２１４は、この合成エアギャップＭＭＦを示しており、波形２１６は、無負荷における合成エアギャップＭＭＦを示している。グラフ２１４によって示されている強力な合成４極ＭＭＦは、回転子極と相互作用して無負荷において大きい軸トルクを生成する。

図２には、無負荷において回転子に大きい軸トルクを生成する強力な合成ＭＭＦが示されているが、回転子軸に負荷が印加されるとき、直流電流（固定子巻線１０４に流れる電流に対応する）からの交流電流（固定子巻線１０２に流れる電流に対応する）の電気角１８０度の移相は、強力な合成ＭＭＦをエアギャップに生成するには適切ではない。したがって、高速自己縦続機械の性能を最大化し、安定性を保証するためには、可変負荷で強力な合成エアギャップＭＭＦを維持することができるよう、交流電流の移相角を調整可能にすることが重要である。

次に図３を参照すると、高速自己縦続機械の性能および安定性を最適化するように構成されたシステム３００が示されている。システム３００は、固定子３０２および突極回転子３０４を備えている。回転子３０４は、図３では突極回転子として示されているが、回転子３０４は任意の適切な構成（例えば丸い構成）にすることができることを理解されたい。図３には示されていないが、固定子３０２は、図１および図２に関連して上で説明したように、異なる極数を有する２組の巻線を備えていることを理解されたい。第１の直流電源３０６は、第１のセットの固定子巻線のための電力を直流リンク３１０を介して送り、一方、第２の直流電源３０８は、第２のセットの固定子巻線に直流電流を直流リンク３１２を介して出力する。直流リンク３１０は、直流リンク３１０からの直流電流を交流電流に変換するインバータ３１４に結合されている。この交流電流は、次に、インバータ３１４からライン３１６を介して第１のセットの固定子巻線に出力される。したがって第１のセットの固定子巻線は交流巻線であり、一方、第２のセットの固定子巻線は直流巻線である。

また、システム３００は、固定子３０２と回転子３０４の間のエアギャップに、所与の軸負荷で最適な合成ＭＭＦが存在することを保証するように構成されたコントローラ３１８を備えている。そのために、コントローラ３１８は、ライン３２０を介して交流ライン３１６から電流信号を受け取り、また、ライン３２２を介して直流ライン３１２から電流信号を受け取る。交流ライン３１６上の電流は、３つの交流ライン３１６のうちの２つのライン上の電流センサ３１７を介して検出されることが好ましい。１つまたは複数の電流センサ３１７を使用して直流ライン３１２上の電流を検出することも可能である。また、コントローラ３１８は、ライン３２６を介して、回転子角度位置を測定するように構成された軸位置エンコーダ３２４に結合されている。別法として、回転子角度位置は、回転子軸に配置されたリゾルバによって決定することも可能である。

コントローラ３１８は、検出された交流電流、検出された直流電流および検出された回転子角度位置に基づいて、直流電流に対する最適交流電流移相角を決定する。最適移相角は、コントローラ３１８内に配置されているコンピュータ可読記憶媒体に保存されていることが好ましいルックアップテーブルに保存されている複数の最適移相角プロファイルから選択される。所与の交流電流、直流電流、および回転子角度位置に対する最適移相角が選択された後で、その最適移相角がコントローラ３１８からライン３３０を介してインバータ３１４に送られる。進み／遅れ回路を含むことができる補償回路３２８は、変動利得および時間遅れがあればそれを補償し、インバータ３１４に送られる信号を安定させるために、コントローラ３１８とインバータ３１４の間のラインに配置されている。この方法によれば、インバータ３１４は、直流電流に対する決定済み最適移相角を有する交流電流を生成することができ、延いては固定子３０２と回転子３０４の間のエアギャップに最適な合成ＭＭＦが生成される。

図３に関連して上で説明した構成の下では、システム３００は、連続的に変化する負荷および速度で回転子軸に最適トルクを生成することができ、また、安定した自己縦続電気機械の動作が広い速度範囲にわたって維持される。したがって、トルク密度が高く、高効率な比較的低コストの電気機械が得られる。

上で言及したルックアップテーブルに保存される複数の最適移相角プロファイルを決定するためには、本発明の一実施形態は、可変動作パラメータで複数の静的測定を実行することを必要とする。図４は、この最適移相角を決定するために実行される方法４００を示す。ステップ４０２で、軸位置エンコーダ、トルクトランスデューサおよび静負荷を備えた自己縦続電気機械が準備され、静負荷は、システムの完全な定格トルクを生成することができる。次に、ステップ４０４で、直流巻線に供給される直流電流が例えば１０アンペアに固定され、一方、交流巻線に供給される電流が、１０アンペアから、最大定格交流電流の１００％に到達するまで同じ増分（例えば１０％の増分）で変更される。ステップ４０６で、回転子のゼロ負荷角度における交流電流と直流界磁電流の間の移相角が電気角１８０度で測定が開始される。この測定は、基準「無負荷ポイント」と見なされる。

次に、ステップ４０８で、負荷角度が５度に設定され、交流巻線に供給される電流が１０アンペアに設定され、直流巻線に供給される電流が同じく１０アンペアに設定され、トルクが記録される。次に、ステップ４１０で、直流電流に対する交流電流の移相が１０度の増分で変更され、１０度の増分毎にトルクが記録される。ステップ４１２で、最大トルクが決定されるまで、様々な移相角に対してこのプロセスが繰り返される。これらの静的測定から最大トルクが決定されると、ステップ４１４で、最適移相角、負荷角度、直流電流および交流電流がルックアップテーブルに記録される。これらの値は、ルックアップテーブル中の一点を表しており、所与の負荷角度および所与の直流電流ならびに交流電流で最大トルクを達成するために必要な最適移相角プロファイルを表している。

所与の負荷角度および所与の直流電流ならびに交流電流に対する最適移相角プロファイルが決定された後で、ステップ４１６で異なる負荷角度および異なる交流電流−直流電流の組合せが選択され、すべての最適移相角が決定され、ルックアップテーブルに保存されるまで、ステップ４１０〜４１４に関連して上で説明したプロセスが繰り返される。最適移相角の上記決定は、複数の初期静的測定を使用して実行されているが、所与の負荷角度、交流電流および直流電流に対する最適移相角の有限要素解析または自動決定を使用することも可能であることが同じく想定されている。

本発明の上記実施形態を利用することにより、トルク密度および効率が高く、低コストな電気機械を実現することができる。さらに、システムの受動回転子は、回転子巻線がなく、構築が単純であり、また、電気車両応用例およびハイブリッド電気車両応用例には特に重要である高速（例えば１０，０００ｒｐｍ）環境に敏感でない。さらに、電気機械の同期磁気抵抗動作により、多くの電気機械にしばしば信頼性の問題をもたらすブラシおよび／またはスリップリングの必要がなくなる。また、既に指摘したように、固定子巻線の極数が多いため、固定子後方鉄を著しく少なくすることができ、それにより自己縦続電気機械の全体的な体積および重量が削減され、この自己縦続電気機械が、厳しいパッケージング状況を要求する応用例（例えば電気牽引応用例およびハイブリッド電気牽引応用例）にとってより適したものになる。

開示されている方法および装置の技術的な貢献は、これらの方法および装置により、高速自己縦続電気機械を制御するためのコンピュータ実施技法が提供され、それによりトルク密度および効率が高く、低コストな電気機械が提供されることである。

したがって、本発明の一実施形態によれば、第１のエネルギー源と、第２のエネルギー源と、固定子とを備えた電気機械が提供され、固定子は、第１のエネルギー源に結合された第１のセットの巻線、および第２のエネルギー源に結合された第２のセットの巻線を備えている。電気機械は、さらに、回転子と、第１および第２のエネルギー源に結合されたコントローラとを備えており、コントローラは、第１のエネルギー源を制御して第１の電流を第１のセットの巻線に供給し、また、第２のエネルギー源を制御して第２の電流を第２のセットの巻線に供給するように構成されている。また、コントローラは、回転子の角度位置を検出し、第１のセットの巻線に流れる第１の電流を検出し、第２のセットの巻線に流れる第２の電流を検出し、回転子の角度位置、検出された第１の電流および検出された第２の電流に基づいて第１の電流の最適移相角を決定するように構成されている。コントローラは、最適移相角に基づいて第１のエネルギー源を制御し、第１のセットの巻線に供給される第１の電流を修正する。

本発明の他の実施形態によれば、複数の巻線を有する電気機械を励起するための方法であって、第１のセットの固定子巻線に流れる第１の電流を検出するステップであって、第１の電流がインバータを介して第１のセットの固定子巻線に供給される、ステップと、第２のセットの固定子巻線に流れる第２の電流を検出するステップと、回転子の角度位置を検出するステップとを含む方法が開示される。また、この方法には、第１のセットの固定子巻線の検出された第１の電流、第２のセットの固定子巻線の検出された第２の電流、および回転子の検出された角度位置に基づいて第１の電流の最適移相角を決定するステップと、インバータの第１の電流が第１のセットの固定子巻線に最適移相角の第１の電流を供給し、それにより回転子に最適トルクが生成されるよう、決定された最適移相角に基づいて第１の電流の移相角を修正するステップが含まれる。

本発明のさらに他の実施形態によれば、インバータに電流コマンドを印加して電気機械に流れる電流および端子電圧を制御するためのモータ駆動コントローラが開示される。モータ駆動コントローラは、回転子の角度位置を検出し、固定子の第１のセットの巻線に流れる第１の電流を検出し、固定子の第２のセットの巻線に流れる第２の電流を検出するように構成されている。モータ駆動コントローラは、さらに、回転子の検出された角度位置、第１のセットの巻線に流れる検出された第１の電流、および第２のセットの巻線に流れる検出された第２の電流に基づく第１の電流の最適移相角を決定し、決定された最適移相角に基づいて最適移相角デマンドを生成するように構成されている。モータ駆動コントローラは、第１のセットの巻線に結合されているインバータに最適移相角デマンドを入力し、インバータは、固定子と回転子の間のエアギャップに最適な合成起磁力（ＭＭＦ）が得られるよう、第１のセットの巻線に流れる第１の電流を修正するように構成されている。

本書では、例を使用し、最良の形態を含む本発明を開示し、すべての当業者が、任意のデバイスまたはシステムを作製および使用すること、また組み込まれている任意の方法の実施することを含めて、本発明の実践を可能にしている。本発明の特許性のある範囲は、特許請求の範囲によって定義され、当業者に思いつく他の例を包含することができる。このような他の例は、特許請求の範囲の文言とは異ならない構造要素をそれらが有している場合、あるいは特許請求の範囲の文言とはわずかに異なるにすぎない均等な構造要素をそれらが含んでいる場合、本特許請求の範囲に包含されることが意図されている。

１０２ 固定子巻線
１０４ 固定子巻線
１０６ スロット
２０２ 固定子巻線１０２のＭＭＦ波形を示すグラフ
２０４ 固定子巻線１０２の理想ＭＭＦ波形
２０６ 無負荷における固定子巻線１０２の基本（または実際の）ＭＭＦ波形
２０８ 固定子巻線１０４のＭＭＦ波形を示すグラフ
２１０ 直流巻線の理想ＭＭＦ波形
２１２ 固定子巻線１０４の基本ＭＭＦ波形
２１４ 合成エアギャップＭＭＦを示すグラフ
２１６ 無負荷における合成エアギャップＭＭＦ
３００ システム
３０２ 固定子
３０４ 突極回転子
３０６ 第１の直流電源
３０８ 第２の直流電源
３１０、３１２ 直流リンク（直流ライン）
３１４ インバータ
３１６ 交流ライン
３１７ 電流センサ
３１８ コントローラ
３２０、３２２、３２６、３３０ ライン
３２４ 軸位置エンコーダ
３２８ 補償回路
４００ 最適移相角を決定するために実行される方法

Claims (10)

1. 第１のエネルギー（３０６）源と、
   第２のエネルギー源（３０８）と、
   固定子（３０２）であって、
   前記第１のエネルギー源（３０６）に結合された第１のセットの巻線と、
   前記第２のエネルギー源（３０８）に結合された第２のセットの巻線と
   を備えた固定子（３０２）と、
   回転子（３０４）と、
   前記第１および第２のエネルギー源（３０６、３０８）に結合されたコントローラ（３１８）であって、
   前記第１のエネルギー源（３０６）を制御して交流電流である第１の電流を前記第１のセットの巻線に供給し、
   前記第２のエネルギー源（３０８）を制御して直流電流である第２の電流を前記第２のセットの巻線に供給し、
   前記回転子の角度位置を検出し、
   前記第１のセットの巻線に流れる前記第１の電流を検出し、
   前記第２のセットの巻線に流れる前記第２の電流を検出し、
   供給された前記第１及び第２の電流から前記回転子（３０４）で生成されるトルクの最大値相当を発生させる、前記第１の電流の最適移相角を決定し、
   前記最適移相角に基づいて前記第１のエネルギー源（３０６）を制御し、前記第１のセットの巻線に供給される前記第１の電流を修正する
   ように構成されたコントローラ（３１８）と
   を備え、
   前記第１の電流の前記最適移相角は、前記回転子の前記角度位置、前記検出された第１の電流および前記検出された第２の電流に基づいて決定される、
   電気機械（３００）。
2. 前記コントローラ（３１８）に結合された軸エンコーダ（３２４）をさらに備え、前記軸エンコーダ（３２４）が前記回転子（３０４）の前記角度位置を検出するように構成された、請求項１記載の電気機械。
3. 前記第１のセットの巻線が第１の極数（Ｐ１）を有し、前記第２のセットの巻線が第２の極数（Ｐ２）を有し、前記第２の極数（Ｐ２）が前記第１の極数（Ｐ１）より少ない、請求項１または２に記載の電気機械。
4. 前記回転子（３０４）が巻線のない突極を備え、前記突極の数（Ｐ３）が、式
   Ｐ３＝（Ｐ１−Ｐ２）／２
   によって決定される、請求項３記載の電気機械。
5. Ｐ２≧４であり、かつ、
   Ｐ１≧１２
   である、請求項３記載の電気機械。
6. 前記第１のセットの巻線に結合されたインバータ（３１４）をさらに備え、前記インバータ（３１４）が、前記第１の電流を前記第１のセットの巻線に送達するように構成された、請求項１乃至５のいずれかに記載の電気機械。
7. 前記コントローラ（３１８）と前記インバータ（３１４）の間に結合された補償回路（３２８）をさらに備え、前記補償回路（３２８）が、前記コントローラ（３１８）と前記インバータ（３１４）の間の信号の変動利得および時間遅れを補償するように構成された進み／遅れ回路を備えた、請求項６記載の電気機械。
8. 前記コントローラ（３１８）がコンピュータ可読記憶媒体を備え、前記コンピュータ可読記憶媒体が、複数の最適移相角プロファイルをその上に保存するように構成された、請求項１乃至７のいずれかに記載の電気機械。
9. 前記コントローラ（３１８）が、前記回転子（３０４）の前記角度位置、前記第１のセットの巻線の前記検出された第１の電流、および前記第２のセットの巻線の前記検出された第２の電流に基づいて、前記複数の最適移相角プロファイルから最適移相角プロファイルを選択するように構成された、請求項８記載の電気機械。
10. 請求項１乃至９のいずれかに記載の電気機械を備える車両。