JPS6214967B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6214967B2 JPS6214967B2 JP54035286A JP3528679A JPS6214967B2 JP S6214967 B2 JPS6214967 B2 JP S6214967B2 JP 54035286 A JP54035286 A JP 54035286A JP 3528679 A JP3528679 A JP 3528679A JP S6214967 B2 JPS6214967 B2 JP S6214967B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input signal
- signal
- level
- limiter
- frequency component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 230000002195 synergetic effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はノイズ除去回路に関し、特に信号成分
の波形歪みを減少させるようにしたものである。
の波形歪みを減少させるようにしたものである。
従来のノイズ除去回路として、第１図及び第２
図に示すものが知られている。第１図の回路で
は、信号源１から供給されるノイズを含む入力信
号ＳIはローパスフイルタ２を通過することによ
り、高域成分を除去された信号ＳLとなり、この
信号ＳLは加算器３に加えられる。上記入力信号
ＳIはまたハイパスフイルタ４に加えられること
により、このハイパスフイルタ４よりノイズを含
む高域成分ＳH1が得られる。この信号ＳH1はリミ
ツタ４に加えられる。このリミツタ４は第３図に
示すような入出力特性を有しており、図示のよう
に、入力信号が−V1〜＋V1間のレベルにあると
きは出力信号がゼロになるように成されている。
従つてこのリミツタ５からは上記高域成分ＳH1の
うちの上記区間を越えるレベルの信号、即ちノイ
ズ成分が除去された信号ＳH2が得られる。この信
号ＳH2は加算器３に加えられ、上記高域成分が除
去された信号ＳLと加え合わされる。この結果出
力端子６にノイズの除去された信号ＳOを得るこ
とができる。
図に示すものが知られている。第１図の回路で
は、信号源１から供給されるノイズを含む入力信
号ＳIはローパスフイルタ２を通過することによ
り、高域成分を除去された信号ＳLとなり、この
信号ＳLは加算器３に加えられる。上記入力信号
ＳIはまたハイパスフイルタ４に加えられること
により、このハイパスフイルタ４よりノイズを含
む高域成分ＳH1が得られる。この信号ＳH1はリミ
ツタ４に加えられる。このリミツタ４は第３図に
示すような入出力特性を有しており、図示のよう
に、入力信号が−V1〜＋V1間のレベルにあると
きは出力信号がゼロになるように成されている。
従つてこのリミツタ５からは上記高域成分ＳH1の
うちの上記区間を越えるレベルの信号、即ちノイ
ズ成分が除去された信号ＳH2が得られる。この信
号ＳH2は加算器３に加えられ、上記高域成分が除
去された信号ＳLと加え合わされる。この結果出
力端子６にノイズの除去された信号ＳOを得るこ
とができる。
第２図の回路では、信号源１から供給される入
力信号ＳIは減算器７に加えられると共にハイパ
スフイルタ４に加えられる。ハイパスフイルタ４
から得られる高域信号ＳH1はリミツタ８に加えら
れる。このリミツタ８は第４図に示すような入出
力特性を有しており、入力信号が−V1〜＋V1の
間で出力信号が得られ、入力信号が±V1を越え
るレベルでは出力は±V2で一定となるように成
されている。従つてこのリミツタ８からは、高域
信号ＳH1のうちの−V1〜＋V1間にある信号、即
ちノイズ成分を含む信号ＳH3が得られる。この信
号ＳH3は減算器７に加えられて入力信号ＳIと減
算される。この結果出力端子６にノイズが除去さ
れた信号ＳOを得ることができる。
力信号ＳIは減算器７に加えられると共にハイパ
スフイルタ４に加えられる。ハイパスフイルタ４
から得られる高域信号ＳH1はリミツタ８に加えら
れる。このリミツタ８は第４図に示すような入出
力特性を有しており、入力信号が−V1〜＋V1の
間で出力信号が得られ、入力信号が±V1を越え
るレベルでは出力は±V2で一定となるように成
されている。従つてこのリミツタ８からは、高域
信号ＳH1のうちの−V1〜＋V1間にある信号、即
ちノイズ成分を含む信号ＳH3が得られる。この信
号ＳH3は減算器７に加えられて入力信号ＳIと減
算される。この結果出力端子６にノイズが除去さ
れた信号ＳOを得ることができる。
上述のように従来のノイズ除去回路では、第１
図、第２図の両方共入力信号ＳIの高域成分ＳH1
のうちのレベルの小さい成分（−V1〜＋V1の間
にあるもの）を全てノイズとみなしている。しか
しながら実際には−V1〜＋V1間に信号成分が含
まれる場合があり、また±V1を越えるノイズが
存在する場合もある。従つて±V1のレベルを大
きく設定すればＳ／Ｎ改善効果を大きくすること
ができるが、反面、信号成分も除去されるため、
出力信号ＳOに波形歪みが生じると云う不都合を
生じる。従来ではＳ／Ｎ改善効果を挙げながら且
つ波形歪みを抑えるように回路を設計することは
非常に困難であり、一般には、何れか一方の効果
を優先して設計を行つているのが実状である。
図、第２図の両方共入力信号ＳIの高域成分ＳH1
のうちのレベルの小さい成分（−V1〜＋V1の間
にあるもの）を全てノイズとみなしている。しか
しながら実際には−V1〜＋V1間に信号成分が含
まれる場合があり、また±V1を越えるノイズが
存在する場合もある。従つて±V1のレベルを大
きく設定すればＳ／Ｎ改善効果を大きくすること
ができるが、反面、信号成分も除去されるため、
出力信号ＳOに波形歪みが生じると云う不都合を
生じる。従来ではＳ／Ｎ改善効果を挙げながら且
つ波形歪みを抑えるように回路を設計することは
非常に困難であり、一般には、何れか一方の効果
を優先して設計を行つているのが実状である。
本発明は上記の問題を解決するためのもので以
下本発明の実施例を図面と共に説明する。尚、第
５〜６図において第１図及び第２図と対応する部
分には同一符号を付してある。
下本発明の実施例を図面と共に説明する。尚、第
５〜６図において第１図及び第２図と対応する部
分には同一符号を付してある。
第５図は第１の実施例を示すもので、第１図の
リミツタ５の入出力特性（第３図）における前記
±V1のレベルを、入力信号ＳIのレベルに応じて
可変としたものである。即ち、入力信号ＳIのレ
ベルが大きいときは、リミツタ５の第３図におけ
るレベル±V1を小さくするようにしている。こ
の場合は高域成分ＳH1のうちのレベルの小さい信
号成分がリミツタ５を通過して、信号ＳLと加え
合わされるので、出力信号ＳOに波形歪みを抑え
ることができる。また±V1を越えるノイズが存
在していても、入力信号ＳIはノイズレベルに比
し充分大きいので、出力信号ＳOのノイズ成分は
目立たない。一方入力信号ＳIのレベルが小さい
ときは、リミツタ５の上記±V1のレベルのレベ
ルを大と成す。この場合はハイパスフイルタ４か
ら得られる高域成分ＳH1のノイズ成分を充分に除
去することができる。
リミツタ５の入出力特性（第３図）における前記
±V1のレベルを、入力信号ＳIのレベルに応じて
可変としたものである。即ち、入力信号ＳIのレ
ベルが大きいときは、リミツタ５の第３図におけ
るレベル±V1を小さくするようにしている。こ
の場合は高域成分ＳH1のうちのレベルの小さい信
号成分がリミツタ５を通過して、信号ＳLと加え
合わされるので、出力信号ＳOに波形歪みを抑え
ることができる。また±V1を越えるノイズが存
在していても、入力信号ＳIはノイズレベルに比
し充分大きいので、出力信号ＳOのノイズ成分は
目立たない。一方入力信号ＳIのレベルが小さい
ときは、リミツタ５の上記±V1のレベルのレベ
ルを大と成す。この場合はハイパスフイルタ４か
ら得られる高域成分ＳH1のノイズ成分を充分に除
去することができる。
第６図は第２の実施例を示すもので、第２図の
リミツタ８の入出力特性（第４図）における前記
±V1のレベルを、入力信号ＳIのレベルに応じて
可変としたものである。即ち、入力信号ＳIのレ
ベルが大きいときは、リミツタ８の第４図におけ
るレベル±V1を小さくするようにしている。こ
の場合はハイパスフイルタ４から得られる高域成
分ＳH1のうちのレベルの小さい成分のみがリミツ
タ８を通過して、信号ＳLと減算されるので、出
力信号ＳOの波形歪みを抑えることができる。ま
た±V1を越えるノイズが存在していても、入力
信号ＳIはノイズレベルに比し充分大きいので、
出力信号ＳOのノイズ成分は目立たない。一方入
力信号ＳIのレベルが小さいときは、リミツタ８
の上記±V1のレベルを大と成す。この場合は高
域成分ＳH1のノイズ成分を充分に除去することが
できる。尚、±V2は±V1に拘らず一定の大きさと
する。
リミツタ８の入出力特性（第４図）における前記
±V1のレベルを、入力信号ＳIのレベルに応じて
可変としたものである。即ち、入力信号ＳIのレ
ベルが大きいときは、リミツタ８の第４図におけ
るレベル±V1を小さくするようにしている。こ
の場合はハイパスフイルタ４から得られる高域成
分ＳH1のうちのレベルの小さい成分のみがリミツ
タ８を通過して、信号ＳLと減算されるので、出
力信号ＳOの波形歪みを抑えることができる。ま
た±V1を越えるノイズが存在していても、入力
信号ＳIはノイズレベルに比し充分大きいので、
出力信号ＳOのノイズ成分は目立たない。一方入
力信号ＳIのレベルが小さいときは、リミツタ８
の上記±V1のレベルを大と成す。この場合は高
域成分ＳH1のノイズ成分を充分に除去することが
できる。尚、±V2は±V1に拘らず一定の大きさと
する。
上述の第５図及び第６図の回路では、入力信号
ＳIのレベルに応じて±V1を可変とすると共にハ
イパスフイルタ４のカツトオフ周波数を可変とし
てもよい。一般に入力信号ＳIは第７図に示すよ
うに周波数が高くなると信号成分Ｓに対してノイ
ズ成分Ｎの占める割合が大きくなる。そこで第７
図のハイパスフイルタ４の特性Ｈのカツトオフ周
波数C0を、入力信号ＳIのレベルが大きいとき
はC1に下げ、上記レベルが小さいときにC2に
上げるようにすれば、第５図及び第６図の効果と
の相乗効果により、ノイズ除去の効果をより高め
ることが出来る。
ＳIのレベルに応じて±V1を可変とすると共にハ
イパスフイルタ４のカツトオフ周波数を可変とし
てもよい。一般に入力信号ＳIは第７図に示すよ
うに周波数が高くなると信号成分Ｓに対してノイ
ズ成分Ｎの占める割合が大きくなる。そこで第７
図のハイパスフイルタ４の特性Ｈのカツトオフ周
波数C0を、入力信号ＳIのレベルが大きいとき
はC1に下げ、上記レベルが小さいときにC2に
上げるようにすれば、第５図及び第６図の効果と
の相乗効果により、ノイズ除去の効果をより高め
ることが出来る。
第８図は第５図の具体的な回路構成の一例を示
すものである。
すものである。
ハイパスフイルタ４は、差動構成されたトラン
ジスタ９，１０、ローパスフイルタ１１及び電流
源１２により構成されている。リミツタ５は差動
構成された２対のトランジスタ１３，１４，１
５，１６、ダイオード１７及びトランジスタ１８
等で構成されている。上記差動構成されたトラン
ジスタには、エミツタ抵抗１９，２０，２１，２
２が図示のように接続されている。
ジスタ９，１０、ローパスフイルタ１１及び電流
源１２により構成されている。リミツタ５は差動
構成された２対のトランジスタ１３，１４，１
５，１６、ダイオード１７及びトランジスタ１８
等で構成されている。上記差動構成されたトラン
ジスタには、エミツタ抵抗１９，２０，２１，２
２が図示のように接続されている。
今簡単のために信号源１から供給される入力信
号ＳIが第９図Ａに示すような波形であつたとす
る。この入力信号ＳIにはノイズＮが含まれてい
る。この入力信号ＳIはトランジスタ９に加えら
れると共に、トランジスタ１４，１５、ローパス
フイルタ１１を通じてトランジスタ１０に加えら
れ、さらにローパスフイルタ２に加えられる。こ
の結果、ハイパスフイルタ４の出力としてトラン
ジスタ９のコレクタ（ａ○点）より、第９図Ｂに示
す波形を有する信号が得られ、トランジスタ１０
のコレクタ（ｂ○点）より、第９図Ｃに示すような
上記ａ○点の波形と逆極性の波形を有する信号が得
られる。ａ○、ｂ○点の上記出力は夫々トランジスタ
１３，１６のベースに加えられるが、これらのト
ランジスタ１３，１６はそのベース電圧がＶTH以
上のとき導通するようにトランジスタ１４，１５
のベースバイアスが選ばれている。このベースバ
イアスは入力信号ＳIのレベルであるから、上記
電圧ＶTHは入力信号ＳIのレベルに応じて変化す
る。従つてトランジスタ１３のコレクタには第９
図Ｄに示す波形が得られ、トランジスタ１６のコ
レクタには同図Ｅに示す波形が得られる。このト
ランジスタ１６の出力によつてトランジスタ１８
が動作される結果このトランジスタ１８のコレク
タには第９図Ｆに示す波形が得られる。この結
果、ｃ○点にはトランジスタ１３，１８の出力を合
成した第９図Ｇに示す波形が得られる。この波形
は入力信号ＳIのレベルに応じて変化するものと
なる。この波形が加算器３において信号ＳLと加
算される。以上により、第３図において入力信号
ＳIのレベルに応じて±V1が変化する入出力特性
を得ることができる。
号ＳIが第９図Ａに示すような波形であつたとす
る。この入力信号ＳIにはノイズＮが含まれてい
る。この入力信号ＳIはトランジスタ９に加えら
れると共に、トランジスタ１４，１５、ローパス
フイルタ１１を通じてトランジスタ１０に加えら
れ、さらにローパスフイルタ２に加えられる。こ
の結果、ハイパスフイルタ４の出力としてトラン
ジスタ９のコレクタ（ａ○点）より、第９図Ｂに示
す波形を有する信号が得られ、トランジスタ１０
のコレクタ（ｂ○点）より、第９図Ｃに示すような
上記ａ○点の波形と逆極性の波形を有する信号が得
られる。ａ○、ｂ○点の上記出力は夫々トランジスタ
１３，１６のベースに加えられるが、これらのト
ランジスタ１３，１６はそのベース電圧がＶTH以
上のとき導通するようにトランジスタ１４，１５
のベースバイアスが選ばれている。このベースバ
イアスは入力信号ＳIのレベルであるから、上記
電圧ＶTHは入力信号ＳIのレベルに応じて変化す
る。従つてトランジスタ１３のコレクタには第９
図Ｄに示す波形が得られ、トランジスタ１６のコ
レクタには同図Ｅに示す波形が得られる。このト
ランジスタ１６の出力によつてトランジスタ１８
が動作される結果このトランジスタ１８のコレク
タには第９図Ｆに示す波形が得られる。この結
果、ｃ○点にはトランジスタ１３，１８の出力を合
成した第９図Ｇに示す波形が得られる。この波形
は入力信号ＳIのレベルに応じて変化するものと
なる。この波形が加算器３において信号ＳLと加
算される。以上により、第３図において入力信号
ＳIのレベルに応じて±V1が変化する入出力特性
を得ることができる。
第１０図は第６図の具体的な回路構成の一例を
示すものである。図においてリミツタ８はトラン
ジスタ２３，２４，２５、抵抗２６，２７，２
８、電流源２９及びバイアス電源３０等で構成さ
れている。信号源１から供給される入力信号ＳI
が最大レベルのときは、トランジスタ２５が導通
し、電流源２９を流れる電流の略全部がこのトラ
ンジスタ２５を流れる。従つてこのときトランジ
スタ２３，２４は不導通状態となり、出力端子６
には入力信号ＳIが略そのまま出力信号ＳOとして
得られる。また入力信号ＳIのレベルが小のとき
は、トランジスタ２５は不導通となり、トランジ
スタ２３が導通する。このときこのトランジスタ
２３を流れる電流はハイパスフイルタ４から加え
られる高域成分ＳH1のレベルに応じた大きさとな
る。以上により、第４図において入力信号ＳIの
レベルに応じて±V1の変化する入出力特性を得
ることができる。
示すものである。図においてリミツタ８はトラン
ジスタ２３，２４，２５、抵抗２６，２７，２
８、電流源２９及びバイアス電源３０等で構成さ
れている。信号源１から供給される入力信号ＳI
が最大レベルのときは、トランジスタ２５が導通
し、電流源２９を流れる電流の略全部がこのトラ
ンジスタ２５を流れる。従つてこのときトランジ
スタ２３，２４は不導通状態となり、出力端子６
には入力信号ＳIが略そのまま出力信号ＳOとして
得られる。また入力信号ＳIのレベルが小のとき
は、トランジスタ２５は不導通となり、トランジ
スタ２３が導通する。このときこのトランジスタ
２３を流れる電流はハイパスフイルタ４から加え
られる高域成分ＳH1のレベルに応じた大きさとな
る。以上により、第４図において入力信号ＳIの
レベルに応じて±V1の変化する入出力特性を得
ることができる。
以上の各実施例において、入力信号ＳIがテレ
ビの映像信号である場合は、同期信号部分で波形
歪みが生じると、後段のAFC等で同期が取れな
くなることがある。このような場合は同期信号部
分で±V1が最小となるようにすればよい。
ビの映像信号である場合は、同期信号部分で波形
歪みが生じると、後段のAFC等で同期が取れな
くなることがある。このような場合は同期信号部
分で±V1が最小となるようにすればよい。
第１１図はテレビのアパーチヤ補正回路に適用
した場合の実施例を示すものである。第１２図Ａ
に示す入力信号ＳIは１次微分回路３１、２次微
分回路３２で第１２図Ｂ，Ｃに示すように１次微
分、２次微分され、さらに２次微分波形は同図Ｄ
に示すようにインバータ３３で反転された後、リ
ミツタ５を通じて加算器３に加え合わされ、元の
入力信号ＳIと加算される。この結果出力端子６
に第１２図Ｅに示すような輪郭補正の成された出
力信号ＳOが得られる。この場合リミツタ５は第
５図のリミツタ５と同様に入力信号ＳIのレベル
に応じて第３図の±V1が変化する入力特性を持
つものが用いられる。
した場合の実施例を示すものである。第１２図Ａ
に示す入力信号ＳIは１次微分回路３１、２次微
分回路３２で第１２図Ｂ，Ｃに示すように１次微
分、２次微分され、さらに２次微分波形は同図Ｄ
に示すようにインバータ３３で反転された後、リ
ミツタ５を通じて加算器３に加え合わされ、元の
入力信号ＳIと加算される。この結果出力端子６
に第１２図Ｅに示すような輪郭補正の成された出
力信号ＳOが得られる。この場合リミツタ５は第
５図のリミツタ５と同様に入力信号ＳIのレベル
に応じて第３図の±V1が変化する入力特性を持
つものが用いられる。
従つて上記構成によれば、入力信号ＳIのレベ
ルが高いとき、即ち高輝度入力のときアパーチヤ
補正の効果を高め、輝度の低いときはアパーチヤ
補正の効果を減じて、ノイズ除去の効果を高める
ことができる。
ルが高いとき、即ち高輝度入力のときアパーチヤ
補正の効果を高め、輝度の低いときはアパーチヤ
補正の効果を減じて、ノイズ除去の効果を高める
ことができる。
本発明は、入力信号ＳIをハイパスフイルタ４
に通じて高域成分ＳH1を得、この高域成分をリミ
ツタ５又は８に供給して所定レベル以上又は所定
レベル以下の高域成分ＳH2又はＳH3を得、上記所
定レベル以上の高域成分ＳH2を上記入力信号の低
域成分ＳLと加算するか又は上記所定レベル以下
の上記高域成分ＳH3を上記入力信号から減算する
ようにしたノイズ除去回路において、上記リミツ
タを差動型のリミツタ１３，１４，１５，１６又
は２３，２４，２５で構成し、この差動型リミツ
タの一方の入力端子に上記ハイパスフイルタより
得られる上記高域成分を供給すると共に他方の入
力端子に上記入力信号を上記所定レベルとして直
接に供給するように成し、これによつて上記入力
信号のレベルに応じて上記所定レベルを可変と成
すようにしたノイズ除去回路に係るものである。
に通じて高域成分ＳH1を得、この高域成分をリミ
ツタ５又は８に供給して所定レベル以上又は所定
レベル以下の高域成分ＳH2又はＳH3を得、上記所
定レベル以上の高域成分ＳH2を上記入力信号の低
域成分ＳLと加算するか又は上記所定レベル以下
の上記高域成分ＳH3を上記入力信号から減算する
ようにしたノイズ除去回路において、上記リミツ
タを差動型のリミツタ１３，１４，１５，１６又
は２３，２４，２５で構成し、この差動型リミツ
タの一方の入力端子に上記ハイパスフイルタより
得られる上記高域成分を供給すると共に他方の入
力端子に上記入力信号を上記所定レベルとして直
接に供給するように成し、これによつて上記入力
信号のレベルに応じて上記所定レベルを可変と成
すようにしたノイズ除去回路に係るものである。
従つて本発明によれば、出力信号の波形歪みを
最小限に抑えながらノイズ除去の効果を最大にす
ることが可能となる。また入力信号をそのままリ
ミツタのリミツトレベルとしているので、入力信
号のレベル変化に対するリミツトレベルの変化の
応答が速く、このため入力信号の変化に対して追
従性のよいノイズ除去回路を得ることができる。
さらにリミツタを差動型に構成しているため構成
を簡単にすることができる。
最小限に抑えながらノイズ除去の効果を最大にす
ることが可能となる。また入力信号をそのままリ
ミツタのリミツトレベルとしているので、入力信
号のレベル変化に対するリミツトレベルの変化の
応答が速く、このため入力信号の変化に対して追
従性のよいノイズ除去回路を得ることができる。
さらにリミツタを差動型に構成しているため構成
を簡単にすることができる。
第１図及び第２図は従来のノイズ除去回路の例
を示す回路系統図、第３図及び第４図は第１図及
び第２図のリミツタの入出力特性図、第５図及び
第６図は本発明の第１及び第２の実施例を示す回
路系統図、第７図は入力信号の周波図特性図、第
８図は第５図の具体的な回路構成の一例を示す回
路図、第９図は第８図の各部の出力波形図、第１
０図は第６図の具体的な回路構成の一例を示す回
路図、第１１図はテレビのアパーチヤ補正に適用
した場合の回路構成図、第１２図は第１１図の各
部の出力波形図である。 なお図面に用いられている符号において、１…
…入力信号源、２……ローパスフイルタ、３……
加算器、４……ハイパスフイルタ、５……リミツ
タ、７……減算器、８……リミツタである。
を示す回路系統図、第３図及び第４図は第１図及
び第２図のリミツタの入出力特性図、第５図及び
第６図は本発明の第１及び第２の実施例を示す回
路系統図、第７図は入力信号の周波図特性図、第
８図は第５図の具体的な回路構成の一例を示す回
路図、第９図は第８図の各部の出力波形図、第１
０図は第６図の具体的な回路構成の一例を示す回
路図、第１１図はテレビのアパーチヤ補正に適用
した場合の回路構成図、第１２図は第１１図の各
部の出力波形図である。 なお図面に用いられている符号において、１…
…入力信号源、２……ローパスフイルタ、３……
加算器、４……ハイパスフイルタ、５……リミツ
タ、７……減算器、８……リミツタである。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 入力信号をハイパスフイルタに通じて高域成
分を得、この高域成分をリミツタに供給して所定
レベル以上又は所定レベル以下の高域成分を得、
上記所定レベル以上の高域成分を上記入力信号の
低域成分と加算するか又は上記所定レベル以下の
上記高域成分を上記入力信号から減算するように
したノイズ除去回路において、 上記リミツタを差動型のリミツタで構成し、 この差動型リミツタの一方の入力端子に上記ハ
イパスフイルタより得られる上記高域成分を供給
すると共に他方の入力端子に上記入力信号を上記
所定レベルとして直接に供給するように成し、 これによつて上記入力信号のレベルに応じて上
記所定レベルを可変と成すようにしたノイズ除去
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3528679A JPS55127737A (en) | 1979-03-26 | 1979-03-26 | Noise elimination circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3528679A JPS55127737A (en) | 1979-03-26 | 1979-03-26 | Noise elimination circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS55127737A JPS55127737A (en) | 1980-10-02 |
| JPS6214967B2 true JPS6214967B2 (ja) | 1987-04-04 |
Family
ID=12437521
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3528679A Granted JPS55127737A (en) | 1979-03-26 | 1979-03-26 | Noise elimination circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS55127737A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58188939A (ja) * | 1982-02-19 | 1983-11-04 | ア−ウイン・ドウナス | 選択度を強調した受信装置 |
| JPS60143028A (ja) * | 1983-12-29 | 1985-07-29 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 雑音低減装置 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5318124A (en) * | 1972-06-19 | 1978-02-20 | Sargent Industries | Refuse collecting apparatus |
-
1979
- 1979-03-26 JP JP3528679A patent/JPS55127737A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5318124A (en) * | 1972-06-19 | 1978-02-20 | Sargent Industries | Refuse collecting apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS55127737A (en) | 1980-10-02 |
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