JPS62143510A - デイジタル式音量調整装置 - Google Patents
デイジタル式音量調整装置Info
- Publication number
- JPS62143510A JPS62143510A JP28485485A JP28485485A JPS62143510A JP S62143510 A JPS62143510 A JP S62143510A JP 28485485 A JP28485485 A JP 28485485A JP 28485485 A JP28485485 A JP 28485485A JP S62143510 A JPS62143510 A JP S62143510A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- signal
- diglitch
- circuit
- deglitching
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はディジクルオーディオ機器に利用するディジタ
ル式音量調整装置ｌと関する工従来の技術 ２ ページ 第４図は従来のディジタル式音量調整装置の構成を示し
ている。第４図において、１はディジタル音響信号の入
力端子でＤＡコンバータ２に接続されている。ＤＡコン
バーク２のアナログ出力端はディグリッチ回路３Ｃと接
続され、その出力端はアナログローパスフィルタ４（以
下Ｌｌ）Ｆと略す）に接続されている。ＬＰＦ’ ４の
出力端は電圧制御増幅器５（以下ＶＣＡと略す）に接続
されその出力端は出力端子６に接続されている。また、
ディグリッチ回路３へは一定のパルス幅をもったディグ
リッチ信号Ｃが入力されており、一方ＶＣＡ、 ５には
ＤＡコンバータ７のアナログ出力が供給されている。Ｄ
Ａコンバータ７へは出力レベルを匍制御するディジクル
信号ｄが入力されている。
ル式音量調整装置ｌと関する工従来の技術 ２ ページ 第４図は従来のディジタル式音量調整装置の構成を示し
ている。第４図において、１はディジタル音響信号の入
力端子でＤＡコンバータ２に接続されている。ＤＡコン
バーク２のアナログ出力端はディグリッチ回路３Ｃと接
続され、その出力端はアナログローパスフィルタ４（以
下Ｌｌ）Ｆと略す）に接続されている。ＬＰＦ’ ４の
出力端は電圧制御増幅器５（以下ＶＣＡと略す）に接続
されその出力端は出力端子６に接続されている。また、
ディグリッチ回路３へは一定のパルス幅をもったディグ
リッチ信号Ｃが入力されており、一方ＶＣＡ、 ５には
ＤＡコンバータ７のアナログ出力が供給されている。Ｄ
Ａコンバータ７へは出力レベルを匍制御するディジクル
信号ｄが入力されている。
次に上記従来例の動作について説明する。第４図におい
て、入力端子１にディジクル音響信号ａが入力されると
ＤＡコンバーク２によりアナログ信号ｅが得られる。ア
ナログ信号ｅにはグリッチが含まれているためディグリ
ッチ回路３によりディグリッチ信号Ｃの制御を受はアナ
ログ信号ｆを３ ベー、゛ 得る。アナログ信号ｆはＬＰＦ ４により、高調波成分
が除かれ、アナログ信号ｇを得、ＶＣＡ ５に入力され
る。ＶＣＡ ５には、ディジクル信号ｄがＤＡシコンー
タ７によりアナログ信号すに変換され、ＶＣＡ ５の増
幅度制御信号となって入力される。したがってＶＣＡ
５ではディジクル信号ｄによりレベル制御され、アナロ
グ信号りが出力端子６から得られる。
て、入力端子１にディジクル音響信号ａが入力されると
ＤＡコンバーク２によりアナログ信号ｅが得られる。ア
ナログ信号ｅにはグリッチが含まれているためディグリ
ッチ回路３によりディグリッチ信号Ｃの制御を受はアナ
ログ信号ｆを３ ベー、゛ 得る。アナログ信号ｆはＬＰＦ ４により、高調波成分
が除かれ、アナログ信号ｇを得、ＶＣＡ ５に入力され
る。ＶＣＡ ５には、ディジクル信号ｄがＤＡシコンー
タ７によりアナログ信号すに変換され、ＶＣＡ ５の増
幅度制御信号となって入力される。したがってＶＣＡ
５ではディジクル信号ｄによりレベル制御され、アナロ
グ信号りが出力端子６から得られる。
このように、上記従来のディジタル式音量調整装置でも
、ディジタル信号で出力アナログ信号の音量を調整する
ことが出来る。
、ディジタル信号で出力アナログ信号の音量を調整する
ことが出来る。
発明が解決しようとする問題点
しかしながら、上記従来のディジタル式音量調整装置で
は、電圧制御増幅器のダイナミックレンジが小さいため
、出力信号のＳＮ比やダイナミックレンジが悪く、また
歪率特性等も良くないという問題があった。
は、電圧制御増幅器のダイナミックレンジが小さいため
、出力信号のＳＮ比やダイナミックレンジが悪く、また
歪率特性等も良くないという問題があった。
本発明はこのような従来の問題を解決するものであり、
周波数特性、ダイナミックレンジ、歪率、ＳＮ比等の特
性を犠牲にすることなく、ディジクル信号にて音量の調
整をすることができる優れたディジタル式音量調整装置
を提供するこ吉を目的とするものである。
周波数特性、ダイナミックレンジ、歪率、ＳＮ比等の特
性を犠牲にすることなく、ディジクル信号にて音量の調
整をすることができる優れたディジタル式音量調整装置
を提供するこ吉を目的とするものである。
問題点を解決するための手段
本発明は上記目的を達成するために、補間型ティクタル
フィルタとＤＡコンバークとディグリッチ回路とアナロ
グローパスフィルタとディグリッチパルス幅制御回路を
設け、ディジタル信号にてディグリッチパル幅を変化さ
せ、保持効果を利用するこ吉により、音量レベルを調整
し、補間型ディジタルフィルタにより周波数特性を保障
するようにしたものである。
フィルタとＤＡコンバークとディグリッチ回路とアナロ
グローパスフィルタとディグリッチパルス幅制御回路を
設け、ディジタル信号にてディグリッチパル幅を変化さ
せ、保持効果を利用するこ吉により、音量レベルを調整
し、補間型ディジタルフィルタにより周波数特性を保障
するようにしたものである。
作 用
本発明は上記のような構成により次のような効果を有す
る。すなわち、ディジクル音響信号が入力されると、補
間型ティクタルフィルタにより、ｎ倍でサンプリンクさ
れた信号と等化な信号が生成される。その信号をＤＡ変
換し、ティクリッチ回路においてパルス幅をディジタル
信号で制御することにより、保持効果より出力アナロク
レベル５ ページ を変化させることができる。したがって、ローパスフィ
ルタ後の電圧制御増幅器等が不必要となり、またｎ倍で
サンプルされた信号をあつかうため、保持効果による高
域での振幅周波数特性の劣化を保障するため音響信号の
各種特性劣化を生じさせることなくディジタル信号によ
る音量調整ができるという効果を有する。
る。すなわち、ディジクル音響信号が入力されると、補
間型ティクタルフィルタにより、ｎ倍でサンプリンクさ
れた信号と等化な信号が生成される。その信号をＤＡ変
換し、ティクリッチ回路においてパルス幅をディジタル
信号で制御することにより、保持効果より出力アナロク
レベル５ ページ を変化させることができる。したがって、ローパスフィ
ルタ後の電圧制御増幅器等が不必要となり、またｎ倍で
サンプルされた信号をあつかうため、保持効果による高
域での振幅周波数特性の劣化を保障するため音響信号の
各種特性劣化を生じさせることなくディジタル信号によ
る音量調整ができるという効果を有する。
実施例
第１図は本発明の一実施例の構成を示すものである。第
１図において、８はディジタル音響信号の入力端子であ
り、補間型ディジタルフィルタ９に接続されている。補
間型ディジタルフィルタ９の出力端はＤＡコンバータ１
０に接続され、ＤＡコンバータ１０のアナログ出力端は
ディグリッチ回路１１に接続されている。ディグリッチ
回路１１の出力端はアナログローパスフィルタ１２（以
下ＬＰＦと略す）に接続され、出力端子１３に接続され
ている。一方、ディジクル信号は制御入力端子１４を介
して、ディグリッチパルス幅制御回路１５に入力され、
その出力はディグリッチ回路１１に印６ ページ 加されている。
１図において、８はディジタル音響信号の入力端子であ
り、補間型ディジタルフィルタ９に接続されている。補
間型ディジタルフィルタ９の出力端はＤＡコンバータ１
０に接続され、ＤＡコンバータ１０のアナログ出力端は
ディグリッチ回路１１に接続されている。ディグリッチ
回路１１の出力端はアナログローパスフィルタ１２（以
下ＬＰＦと略す）に接続され、出力端子１３に接続され
ている。一方、ディジクル信号は制御入力端子１４を介
して、ディグリッチパルス幅制御回路１５に入力され、
その出力はディグリッチ回路１１に印６ ページ 加されている。
次に上記実施例の動作について第２図の各部波形等の説
明図とともに説明する。ディジクル音響信号の入力端子
８に入力されたディジクル音響信号ａ′は補間型ディジ
タルフィルター９により、ｎ倍にオーバーサンプリング
される。今、この実施例においてはディジタル音響信号
ａ′が周波数ｆｓでサンプリングされたものさすれば、
補間型ディジタルフィルター９の出力Ｖはｎｆｓでサン
プリンクされたことと同じになる。ここで第２図に示す
イはディジタル音響信号ａ′のスペクトル図、口は補間
型ディジタルフィルター９の出力におけるスペクトル図
である。このように、オーバーサンプリングされたディ
ジタル音響信号ｂ′はＤＡコンバータ１０でアナログ信
号Ｃ′に変換されるが、通常、この段階においては、Ｄ
Ａコンバータ１０の精度誤差等によるグリッチが第２図
ハに示すように生じているため、グリッチを取除くため
ティクリッチ回路１１に入力される。一方、制御入力端
子１４から入力されたディジクル制御信号ｈ′はディグ
リ７ べ−／ ノチパルス幅制御回路１５によりτなる幅をもったディ
グリッチパルスｆ′吉なり、ディクリンチ回路１１１こ
入力される。
明図とともに説明する。ディジクル音響信号の入力端子
８に入力されたディジクル音響信号ａ′は補間型ディジ
タルフィルター９により、ｎ倍にオーバーサンプリング
される。今、この実施例においてはディジタル音響信号
ａ′が周波数ｆｓでサンプリングされたものさすれば、
補間型ディジタルフィルター９の出力Ｖはｎｆｓでサン
プリンクされたことと同じになる。ここで第２図に示す
イはディジタル音響信号ａ′のスペクトル図、口は補間
型ディジタルフィルター９の出力におけるスペクトル図
である。このように、オーバーサンプリングされたディ
ジタル音響信号ｂ′はＤＡコンバータ１０でアナログ信
号Ｃ′に変換されるが、通常、この段階においては、Ｄ
Ａコンバータ１０の精度誤差等によるグリッチが第２図
ハに示すように生じているため、グリッチを取除くため
ティクリッチ回路１１に入力される。一方、制御入力端
子１４から入力されたディジクル制御信号ｈ′はディグ
リ７ べ−／ ノチパルス幅制御回路１５によりτなる幅をもったディ
グリッチパルスｆ′吉なり、ディクリンチ回路１１１こ
入力される。
ディグリッチ回路１１においては、ＤＡコンバーク１０
の出力信号Ｃ′のグリッチをさけるようなタイミングで
入力信号が出力される機能になっているが、この出力さ
れている時間を制御するものがディグリッチパルスｆ′
であり、このディグリッチパルスｆ′の幅τは保持効果
により以下のような関係を持つ。すなわち、標本化（サ
ンプリング）周波数をｆｓとすると、Ｔｓ ＝ ｌ／ｆ
ｓ、ティクリッチ回路への入力信号をｘ（ｔｌ−ＣＯ８
２πｆｔとするＬ１出出力量ｙ（ｔ）は、 となる。これが保持効果として良く知られている関係式
であり、上式からは時間遅れは波形に歪を与えないが、
振幅周波数特性は第３図のように変化する。この図より
、ディグリッチパルスｆ′の幅τを制御することで音量
レベルが調整可能なことが判る。一方、周波数特性は、
第３図からも明らかなように、ディグリッチパルスｆ′
の幅τにより変化する。しかしながら、補間型ティグタ
ルフィルター９により、オーバーサンプリンクされてい
るため、補間型ディジクルフィルター９が無い場合より
も高域周波数でのレベル低下が少なくなる。
の出力信号Ｃ′のグリッチをさけるようなタイミングで
入力信号が出力される機能になっているが、この出力さ
れている時間を制御するものがディグリッチパルスｆ′
であり、このディグリッチパルスｆ′の幅τは保持効果
により以下のような関係を持つ。すなわち、標本化（サ
ンプリング）周波数をｆｓとすると、Ｔｓ ＝ ｌ／ｆ
ｓ、ティクリッチ回路への入力信号をｘ（ｔｌ−ＣＯ８
２πｆｔとするＬ１出出力量ｙ（ｔ）は、 となる。これが保持効果として良く知られている関係式
であり、上式からは時間遅れは波形に歪を与えないが、
振幅周波数特性は第３図のように変化する。この図より
、ディグリッチパルスｆ′の幅τを制御することで音量
レベルが調整可能なことが判る。一方、周波数特性は、
第３図からも明らかなように、ディグリッチパルスｆ′
の幅τにより変化する。しかしながら、補間型ティグタ
ルフィルター９により、オーバーサンプリンクされてい
るため、補間型ディジクルフィルター９が無い場合より
も高域周波数でのレベル低下が少なくなる。
以上のようなディグリッチ処理をされた信号ｄ′は高調
波成分を除くためＬＰＴ”１２に入力され、アナロク信
号ビが出力端子１３から得られる。
波成分を除くためＬＰＴ”１２に入力され、アナロク信
号ビが出力端子１３から得られる。
このように、上記実施例によればディグリッチパルス幅
制御回路１５により制御されたディグリッチパルスｆ′
の幅τにより、出力信号レベルが可変でき、補間型ティ
クタルフィルタ９によりｎ倍にオーバー→ノーンプリン
グされているため、周波数の劣化が少ない状態でアナロ
グローパスフィルタ１２に入力されるため、ダイナミッ
クレンジや歪率、ＳＮ比等の緒特性の劣化を招くことな
くティグタル信号で出力音量レベルを可変できるという
効果を有する。
制御回路１５により制御されたディグリッチパルスｆ′
の幅τにより、出力信号レベルが可変でき、補間型ティ
クタルフィルタ９によりｎ倍にオーバー→ノーンプリン
グされているため、周波数の劣化が少ない状態でアナロ
グローパスフィルタ１２に入力されるため、ダイナミッ
クレンジや歪率、ＳＮ比等の緒特性の劣化を招くことな
くティグタル信号で出力音量レベルを可変できるという
効果を有する。
発明の効果
９ ページ
本発明は上記実施例より明らかなように、ディグリッチ
パルス幅を可変してやることで出力レベルを可変でき、
補間型ディジタルフィルタによるオーバーサンプリンク
によりディグリッチ処理における高域信号の劣化をなく
したものであり、アナログローパスフィルタ後の調整装
置等が必要ないため、ダイナミックレンジや歪率、ＳＮ
比等の特性の劣化を招かないきいう利点がある。
パルス幅を可変してやることで出力レベルを可変でき、
補間型ディジタルフィルタによるオーバーサンプリンク
によりディグリッチ処理における高域信号の劣化をなく
したものであり、アナログローパスフィルタ後の調整装
置等が必要ないため、ダイナミックレンジや歪率、ＳＮ
比等の特性の劣化を招かないきいう利点がある。
第１図は本発明の一実施例におけるディジタル式音量調
整装置の概略ブロック図、第２図は第１図の装置におけ
る各部波形等の説明図、第３図は第１図の装置における
保持効果による振幅周波数特性図、第４図は従来のディ
ジタル式音量調整装置の概略ブロック図である。 ８・・・入力端子、９ 補間型ディジタルフィルタ、１
０・・・ＤＡコンバータ、１１・・・ディグリッチ回路
、１２・・アナログローパスフィルタ、１３・・・出力
端子、１４・制御入力端子、１５・・・ディグリッチパ
ルス幅制御回路。 第１図 第２図 鋺＝＝２丙幼） 第３図 第４図
整装置の概略ブロック図、第２図は第１図の装置におけ
る各部波形等の説明図、第３図は第１図の装置における
保持効果による振幅周波数特性図、第４図は従来のディ
ジタル式音量調整装置の概略ブロック図である。 ８・・・入力端子、９ 補間型ディジタルフィルタ、１
０・・・ＤＡコンバータ、１１・・・ディグリッチ回路
、１２・・アナログローパスフィルタ、１３・・・出力
端子、１４・制御入力端子、１５・・・ディグリッチパ
ルス幅制御回路。 第１図 第２図 鋺＝＝２丙幼） 第３図 第４図
Claims (1)
- ディジタル音響信号が入力され、この信号をｎ倍にオー
バーサンプリングする補間型ディジタルフィルタと前記
補間型ディジタルフィルタよりの信号をアナログ信号に
変換するＤＡコンバータとグリッチを取り除くためのデ
ィグリッチ回路と、パルス幅のことなるディグリッチパ
ルスを前記ディグリッチ回路へ加えるディグリッチパル
ス幅制御回路と前記ディグリッチ回路の出力端に接続さ
れたアナログローパスフィルタからなり前記ディグリッ
チパルスの幅を制御して音量レベルを調整することを特
徴とするディジタル式音量調整装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28485485A JPS62143510A (ja) | 1985-12-18 | 1985-12-18 | デイジタル式音量調整装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28485485A JPS62143510A (ja) | 1985-12-18 | 1985-12-18 | デイジタル式音量調整装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62143510A true JPS62143510A (ja) | 1987-06-26 |
Family
ID=17683889
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28485485A Pending JPS62143510A (ja) | 1985-12-18 | 1985-12-18 | デイジタル式音量調整装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62143510A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01162423A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル・アナログ変換装置 |
| US5010577A (en) * | 1987-10-29 | 1991-04-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electronic volume device |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58151106A (ja) * | 1982-03-04 | 1983-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | フエ−ダ回路 |
| JPS60114040A (ja) * | 1983-11-25 | 1985-06-20 | Pioneer Electronic Corp | デイジタルオ−デイオシステム |
| JPS60223076A (ja) * | 1984-04-18 | 1985-11-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｐｃｍ再生装置 |
-
1985
- 1985-12-18 JP JP28485485A patent/JPS62143510A/ja active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58151106A (ja) * | 1982-03-04 | 1983-09-08 | Mitsubishi Electric Corp | フエ−ダ回路 |
| JPS60114040A (ja) * | 1983-11-25 | 1985-06-20 | Pioneer Electronic Corp | デイジタルオ−デイオシステム |
| JPS60223076A (ja) * | 1984-04-18 | 1985-11-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ｐｃｍ再生装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5010577A (en) * | 1987-10-29 | 1991-04-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electronic volume device |
| JPH01162423A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | デジタル・アナログ変換装置 |
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