JPS62123980A - ブラシレス直流モ−タにおける位置検出信号の補正方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、ブラシレス直流モータにおける位置検出信号
の補正方法に係り、特にモータ端子電圧よりフィルター
とコンパレータとを用いて位置検出信号を得る形式のブ
ラシレス直流モータにおける位置検出信号の補正方法に
関するものである。

〔発明の背景〕

従来、モータ端子電圧から位置検出信号を作成する。フ
ィルターとコンパレータとからなる逆起電圧位置検出回
路を備えた、逆起電圧検出形の３相ブラシレス直流モー
タに関しては、例えば、特開昭５９−１６２７９３号公
報、特公昭５９−３６５１９号公報、電気学会論文誌Ｂ
、１０５巻、５号、　　（１９８５年）”Ｂｒｕｓｈｌ
ｅｓｓ　　Ｍｏｔｏｒｗｉｔｈｏｕｔ　　ａ　　５ｈａ
ｆｔ　　Ｐｏ５ｉｔｉｏｎＳｅｎｓｏｒ”　　（ブラシ
レス　モータ　ウイズアウトア　シャフト　ポジション
　センサ）等に述べられている。

しかして、これらの逆起電圧位置検出回路によって得ら
れる位置検出信号によりブラシレス直流モータを運転し
たときの電圧ベクトル図を示したものが第９図である６ 同図においてモータへの印加電圧Ｖは、モータ誘起電圧
Ｅｏ、巻線抵抗降下電圧ｒＩ＋および巻線リアクタンス
降下電圧ＸＩにのベクトル和である。

しかして１巻線電流工にの位相は、位置検出信号の位相
ＰＳと同相であって、この位置検出信号の位相ＰＳは、
上記の逆起電圧位置検出回路の原理上、印加電圧Ｖの位
相上にある。

このため、巻線電流ＩＭが増加すると、モータ誘起電圧
Ｅｏと巻線電流ＩＭどの位相差である制御進み角γが、
より進み位相となる。

すなわち、従来の逆起電圧位置検出回路では、巻線電流
の増減により、制御進み角γが変動するという欠点があ
った。

更に、従来の逆起電圧位置検出回路では、その入力であ
る３相のモータ端子電圧の交流成分が平衡しているとい
う条件下において成立するため、例えば１相の端子電圧
のみが過渡的に変化する場合では、もはや、第９図の電
圧ベクトル図は成立せず、巻線電流Ｉにの大きさだけで
は説明できない位相に移動してしまう現象が生じていた
６以上のモータ端子電圧の過渡的電圧変化のために起因
する位置検出信号の位相変化は、逆起電圧位置検出回路
を構成するフィルターの遅れ作用のために、上記の過渡
的電圧変化が無くなった以降も、ある時間の間、継続し
て発生する現象となっている。

以上の位置検出信号の位相変化のために、特に位置検出
信号のパルス間隔測定により速度検出を行う場合には、
モータに印加した電圧の変化でパルス間隔が影響を受け
、この結果、正しく速度が検出できず、指令速度に実速
度が一致しないで、回転数が大きく脈動するという欠点
が生じたものである。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の従来の逆起電圧位置検出回路で得られ
る位置検出信号のもつ欠点を無くし、特にモータ印加電
圧が過渡的に変化しても、その影響を受けないための、
ブラシレス直流モータにおける位置検出信号の補正方法
の提供を、その目的とするものである。

〔発明の概要〕

本発明に係る。ブラシレス直流モータにおける位置検出
信号の補正方法は、モータ端子電圧からフィルターとコ
ンパレータとを用いて位置検出信号を得る形式のブラシ
レス直流モータにおける前記位置検出信号の状態変化時
点を、モータに流れた電流に係る量もしくはモータに印
加した電圧に係る坂により決定される補正位相量だけ補
正するようにしたものにおいて、上記状態変化時点を含
めた、当該時点より過去の任意の時点を基準にして時間
１＋　（１＋　＞１ｌ−１）の過去にモータに流れた電
流に係る量１１もしくはモータに印加した電圧に係る量
Ｖｓのｎ（任意整数）個のそれぞれにＣ０ 補正位相量を決定するようにしたものである。

さらに補足すると、次のとおりである。

本発明は、モータへの印加電圧の過渡的変化にともなう
位置検出信号の位相変化分が、上記の過渡的変化分に応
じたものであり、更には、その影響が逆起電圧位置検出
回路を構成するフィルターの回路時定数に依存した時間
だけ継続することに着目し、位置検出信号に対する補正
方法として、補正すべき位相量を、補正の対象とした位
置検出信号の状態変化時点より過去のモータへの印加電
圧、もしくはモータに流れた電流に関する量を、どの程
度の時間、過去であるかを考慮して用いて、決定するよ
うにしたものである。

〔発明の実施例〕

本発明に係る、ブラシレス直流モータにおける位置検出
信号の補正方法の実施例を、各図を参照して説明する。

第１図は、本発明の一実施例の対象とするブラシレス直
流モータの構成図、第２図は、その逆起電圧位置検出回
路の詳細図、第３図ないし第６図は、本発明の一実施例
に係るものの位相補正説明図、第７図は、本発明の他の
実施例の対象とするブラシレス直流モータの要部構成図
、第８図は、その位相補正説明図である。

まず、上述のごとく、第１図は１本発明の一実施例に係
るものの対象とするブラシレス直流モータの一構成例で
ある。

すなわち、図示の交流電源１から整流回路２及び平滑コ
ンデンサ３より直流電圧ＥＪ　を得て、インバータ４に
供給するものである。

このインバータ４は、トランジスタＴＲ□〜ＴＲｓと還
流ダイオードＤ、１〜Ｄ８とから構成された１２０”通
電形で、がっ電流制御形のインバータであり、その交流
出力電圧は、直流電圧Ｅ。

の正電位側トランジスタＴ　Ｒ１−Ｔ　Ｒａの通流期間
（電気角１２０°）がパルス幅変調を受けてチョッパ動
作することにより制御されるものとしている。

また、トランジスタＴＲ４〜Ｔ　Ｒｅの共通エミッタ端
子と、還流ダイオードＤ４〜ＤＢとの共通アノード端子
間に低抵抗Ｒ１が接続されているものである。

５は、ブラシレス直流モータ本体に係る同期モータであ
り、回転子５−１と電機子線線５−２とから構成され、
３相４極の同期モータとしている。

また、この電機子巻線５−２に流れる３相の巻線′Ｉｔ
流は、前記の低抵抗Ｒ１にも流れ、この低抵抗Ｒ１の電
圧降下として、上記３相の巻線電流の余波整流した電流
に等しいモータ電流ＩＬが検出できるものである。

同期モータ５の速度を制御するようにした制御回路は、
マイクロコンピュータ７、同期モータ５の回転子５−１
の磁極位置を電機子巻線５−２のモータ端子電圧Ｖ＾！
　Ｖａ　、Ｖｃから検出するための逆起電圧位置検出回
路６．上記モータ電流ＩＬを、前記マイクロコンピュー
タ７から出方される電流指令値ＩＬＣに等しくするよう
にチョッパ信号ＣＨを作成する電流制御部８、トランジ
スタＴ　Ｒｌ〜Ｔ　Ｒｅに対するペースドライバ９から
構成されるものである。

前記マイクロコンピュータ７は、ＣＰＵ７−１゜ＲＯＭ
７−２．ＲＡＭ７−３．及びタイマー７−４などから構
成され、それぞれアドレスバス、データバス及びコント
ロールバス（図示せず）によって接続されている。

そして、前記のＲＯＭ７−２は、同期モータＳを駆動す
るのに必要な各種処理プログラム、例えば速度制御処理
や、前記逆起電圧位置検出回路６からの位置検出信号ａ
、ｂ、ｃの位相を補正するための補正位相量算出処理な
どに係るものが記憶されている。

第２図は逆起電圧位置検出回路６の詳細図である。

同図において、さぎのインバータ４の出力であるモータ
端子電圧Ｖａ　、Ｖｃ　、Ｖにが、それぞれ、ＲＢＩ、
　ＲＢ２１　Ｃｓと、ＲＣＩＩ　Ｒｃｚｔ　Ｃ２ｒ及び
ＲＡＩ、Ｒ＾２１　Ｃｓの、抵抗とコンデンサとからな
るフィルター回路１１Ｂ、１ｌｃｔ及び１１＾に入力さ
れ、フィルター通過電圧Ｖａｚ、　Ｖｃｔｒ及びＶ　Ａ
　ｘが作成される。

そして、直流分を含んだ３相のフィルター通過電圧Ｖ　
ａ　ｔ　＋　Ｖ　ｃ　ｉ　ｒ及びＶ　Ａ　ｘを、これら
からスター結線抵抗ＲＮＩ〜ＲＮ８を介して得られる中
性点電圧ｖ〜と、コンパレータＣＰ−１〜ＣＰ−３で比
較することにより、位置検出信号ａ、ｂ、ｃを作成する
ものである。

次に、第１図の電流指令値Ｉｔ、ｃは、前述の速度制御
処理の結果として得られ、インバータ出力周波数に対し
て６０″毎にマイクロコンピュータ７より出力されるも
のとしている。

第３図は、位置検出信号ａ、ｂ、ｃと、上記電流指令値
ＩＬＣとして６０’毎の電流指令値ＩＬＣの２周期分Ｉ
ｔ、ｃ≦　（ｉ＝０〜１１）のそれぞれとの、ある時点
における関係を示した説明図である。

同図において、Ｔは、インバータ出力周波数ｆに対する
１周期の時間として、１＝０以降の６０゜の期間の電流
指令値をＩＬｃｏ　とし、１＝０以前の、１番目の位置
における電流指令値を前述のＩ　ＬＣＩとして、３相４
極の同期モータ５に対して、１２個の電流指令値を考え
た場合を示している。すなわち、３Ｘ４＝１２である。

次に、上記の電流指令値ＩＬＣ＋　を用いて、第３図に
おいて、ｊ＝ｊｌ’　　での位置検出信号の状フナ変化
時点に対して、補正位相量に係る補正時間Δｔたけ位置
検出信号の位相補正を行わうとする場合について説明す
る。

このとき、補正時間Δｔは、次式で与えられる。

上式において、Ｌは、電機子巻線５−２の１相分巻線イ
ンダクタンス、ｋＥは、電機子巻線５−２に誘起される
電圧に関する発電定数、Ｔは、第３図に示したように、
インバータ出力周波数ｆに対する１周期の時間、ｋは、
１相分巻線電流ＩＮから、その３相全波整流に等しいモ
ータ電流Ｉ＋。

への換算係数である６ また、（１）式において、ｋｉは、各電流指令値ＩＬＣ
ｔ　に対する重み係数であり、逆起電圧位置検出回路６
を構成する、さぎのフィルター回路１１Ａ　、１１Ｂ　
、ｌｌｃの回路時定数を、Ｃ３・（Ｒａｔ／／Ｒａｗ）
　＝　ＣＩ　・（Ｒｂｚ／／Ｒｂｚ）　＝Ｃ２・（Ｒｃ
ｔ／／Ｒｃ２）＝Ｔｐｓとしてとき、ｋｏ以外の重み係
数に、は１次式で与えられる。ｋｏについては後述する
。

上式において、ｔｌ　は、第３図に示したように。

電流指令値ＩＬＣ＋　　を出力した時点がら、し＝ｏの
時点までの経過時間である。

一方、さきのｋｏは、（２）式のに１に対して、次式の
ようにして決定する。

ここで、１２個の電流指令値ＩＬＣＩ　の平均値をＩＬ
Ｃとして、各電流指令値ＩＬＣ＋　　どの差をΔＩＬＣ
Ｉ　＝　ＩＬＣＩ　−ＩＬ、Ｃとすれば、（１）式と（
３）式とより、次式が得られる。

２π　　ｋＥ　　　　　　　　　２π　　ｋ巳＋Σに＋
（ＩＬｃｔ　−ＩＬＣＯ）　）　　　　　　　−−（４
）ｉ＝１ 上式において、１２個の電流相流値が、すべて等しい場
合には、上式の第２項は消去され、第１項のみが残る。

すなわち、（１）式で示した補正時間Δしに対して、（
３）式の関係を用いることにより、電流指令値がその出
力の都度、変化する場合の補正時間分が、（４）式の第
２項に過渡補正項の形で表現される。

第４図は、マイクロコンピュータ７で、（１）式の補正
時間を算出するための流れを示している説明図であり１
位置検出信号ａ、ｂ、Ｑの状態変化時点以降、６０’毎
に実行されるとしているものである。

同図のように、補正時間Δを算出にあたっては。

（１）〜（ＴＶ）の４つのステップに分けられる。

ステップ（１）は、ｋｏ以外の重み係数に＋　を算出す
るもので、あらかじめ、マイクロコンピュータ７に内蔵
のタイマー７−４を用いて測定され、ＲＡＭ７−３に格
納されている６０″毎の時間ｔ、ｏａ（ｊ＝１〜１１）
を用いる。

そして、１＋　＝ΣｔｏＪを算出し、この１＋　　を用
ｊ＝１ いて、あらかじめＲＯＭ７−２に記憶されているに従っ
て得るものである。この時、ｔｓ　を、さきに説明した
インバータの出力周波数ｆの一周期Ｔとする。

ステップ（■）は、あらかじめＲＡＭ７−３に記憶され
ている、すでに出力された電流指令値Ｉ　ｔ、ｃｔ　よ
り、に＋　　ＸＩｔ、ｃｔ　　を演算し、ｉ＝１〜１１
までの和を求めるものである。

ステップ（ｍ）は、すでにステップ（１）で求めた重み
係数に、　を用いて、（３）式に従いｋ。

を求め、更に、ｋｏＸＩしｃｏ　を演算して、Σに嘱・
ＩＬＣＩを得る。

ｉ＝０ ステップ（ｒＶ）は、ステップ（＋）〜（Ｔｌｌ）で得
たΣに１・Ｉ　ＬＣＩを用いて、（１）式に従い補正ｉ
＝０ 時間Δｔを算出するものである。

次に、第５図と第６図とにより、補正時間Δｔに係る（
１）式の内容と逆起電圧位置検出回路６との関連を説明
する。

第５図は、位置検出信号に対して補正時間Δｔを考慮す
ることにより、ブラシレス直流モータを運転した場合の
目標とする電圧ベクトル図である。

すでに述べたように、逆起電圧位置検出回路６により作
成された位置検出信号の位相ＰＳは、モータへの印加電
圧Ｖ上にあり、これに対して上記位置検出信号に補正を
加えて、補正後の位置検出信号の位相である巻線電流Ｉ
ｓの位相を、モータ誘起電圧Ｅｏ上となるようにする。

この時、その補正角度δは１次のようにして求められる
。

Ｅｏ＋ｒ　ＩＭ 上式に対して、巻線抵抗ｒを無視し、δ：ｔａｎδの近
似を行い、インバータ出力角周波数ωに対しで、Ｅｏ”
ｋｂ　・ω、Ｘ＝ωＬを考慮すれば、次式が得られる。

δ＝　−Ｉ阿　　（ｒａｄ）　　　　　　・・・・・・
（６）ｐ 上式より、既述の巻線電流Ｉｓとモータ電流Ｉム。

との換算係数ｋを考慮し、インバータ出力の１周期Ｔに
対する時間Δｔ′を求めれば、次式のようになる。

上式は、さぎの（４）式において、電流指令値Ｉ＋、ｃ
ｔ　が、すべて等しい場合の補正時間ΔＬに対応するも
のである。

以上の電圧ベクトル図からの考え方は、上述のように、
モータ電流ＩＬが、少なくとも１周期Ｔに対して一定で
ある定常的な場合に成立するものであり、例えば６０’
毎にモータ電流１しが変化するような過渡変化状態では
成立しない。

この過渡変化を考慮したものが、（４）式第２項、すな
わち（１）式と（３）式との関連式であって、これによ
り対応しうるものである。

第６図は、第２図に示した逆起電圧位置検出回路６にお
ける各部波形として、端子電圧Ｖｎ、フィルター通過電
圧ＶＢｉ、及び中性点電圧ＶＮ　を示し、同図に併せて
、第３図に示した電流指令値を示しているものである。

電流指令値ＩＬＣＩ　　を端子電圧Ｖｕの波形との関連
で注目すると、インバータ負電位側トランジスタがオン
状態であるＩＬＣＯ、ＩＬＣ５、ＩＬＣ［ｌ　。

ＩＬＣｌｌ（第１グループ）、端子電圧Ｖａにモータ誘
起電圧が現われるＩＬＣＩ　、　　ＩＬＣ４！　　ＩＬ
Ｃ７＋ＩＬＣＩＯ（第２グループ）、及び正電位側トラ
ンジスタがチョッパ動作を行っているＩＬＣ２＋　　Ｉ
ＬＣ３＋ＩＬＣ８ｒ　ＩＬＣ９（第３グループ）の３つ
のグループに分けられる６ 逆起電圧位置検出回路６から得られる位置検出信号ａ、
ｂ、ｃは、第６図では、フィルター通過電圧Ｖｎｘと中
性点電圧ＶＮ　とを比較して得られる。

ここで、上記第３グループの代表として、電流指令値Ｉ
＋、ｃθによるモータ電流のために、フィルター通過電
圧Ｖａｚが、同図々示のようにΔＶ上昇ΔＶ したとすると、中性点電圧ＶＮは、□しか上昇しないた
め、それ以降、位置検出信号の位相に誤差を生じる。第
６図の右側に示した１＝０の時点以降の次の転流位相で
は、その誤差は遅れ方向の誤差である（破線の交点から
、右方の実線の交点への位相差）。

一方、第１グループの電流指令値では、例えば電流指令
値Ｉ　ＬＣ８に対しては、フィルター通過電圧ＶＢＦ（
破線表示）は上昇せず、他相（ここではＶＣに係る相の
電圧上昇）の影響として中性点電圧ＶＮ　　（実線表示
）のみが上昇し、その結果として、上述のし＝０以後の
、次の転流位相を、進み方向の誤差を生じさせる。

また、第２グループの電流指令値に対しては、上述のご
とく１本来、端子電圧ＶＢにモータ誘起電圧が現われる
位置であり、大きく転流位相に誤差を生じさせることは
ない。

以上のように、第１．第２及び第３グループによって生
じる位置検出信号の位相誤差の方向が異なるため、補正
時間Δｔを表わす式である（１）大玉の６０°毎の電流
指令値Ｉ　ＬＣＩ　に対する個々の重み係数ｋｉは、（
２）式及び（３）式で示したように、上記第１グループ
の電流指令値に対する重み係数ｋｏ　、　ｋｓ　＋　ｋ
ｅ　ｒ　ｋｘｘは正の値、また第２グループの電流指令
値に対しては０の重み係数、更に第３グループの電流指
令値に対する重み係数ｋｚ　、　Ｌｃ３．　ｋδ＋ｋｅ
は負の値となっているものである。

次に、重み係数に＋　の大きさについて以下説明する。

第６図において、さきに述べたように、電流指令Ｉ　Ｌ
Ｃ９によるモータ電流工しのために、フィルター通過電
圧ＶＢＦがΔＶ上昇したとすると、この電圧上昇分は、
第２図に示した逆起電江位は検出回路６を構成するフィ
ルター回路１１ＢのコンデンサＣ１の電圧上昇に、ほか
ならない。

すなわち、一旦充電されたコンデンサ電圧は、その電圧
上昇をもたらした要因が無くなったとしても、その放電
に時間を要する。

そして、電流指令値ＩＬＣ９を出力した時点から、補正
の対象とした６ｏ°期間までの時間経過後の電圧上昇分
を、重み係数に、は表わしている。

すなわち、過去に出力した電流の位相誤差に与える影響
は、時間経過と共に減少し、その減少程度が、フィルタ
ー回路１１八〜ｌｌｃの回路時定数Ｔｐｓであって、さ
きの（１）式の補正時間Δｔの武士に、同（２）式に示
した重み係数に＋　として反映される。

しかして、以上に示した実施例においては、電流制御形
インバータによりブラシレス直流モータを構成した場合
の例を示したものである。

そして、補正位相量に係る補正時間算出にあたっては、
特にΔ／Ｄ変換器等を用いてモータ？ｌｉ流工しをマイ
クロコンピュータ７でディジタル景として読み込まず、
回路構成簡略の点から電流指令値を用いているものであ
る。

また、電流指令値ＩＬＣは、過去に出方した２サイクル
に係る２周期分１２個を用いたが、補正時間Δｔの精度
向上にあたっては、更に過去にわたって出力した電流指
令値を用いてもよい。

そして、この補正時間Δｔの計算精度向上にあたっては
、上記の実施例において補正時間Δし算出のための近似
１例えば巻線抵抗ｒの無視や、δ＝　ｔａｎδ　の近似
を行わずに、（５）式で示した式に基づいて、正確に計
算を行ってもよいものである。

次に、本発明の他の実施例につき第７，８図により説明
する。

さきの実施例で示した第１図のブラシレス直流モータの
構成に対して、本実施例で対象とするものは、その制御
回路の一部が異なるものである。

すなわち、第７図は、その制御回路の要部を示したもの
で、マイクロコンピュータ７Ａに内蔵のタイマー７Ａ−
４を用いて作成されたチョッパ信号ＣＨが、ペースドラ
イバー９に伝えられるように構成したものであり、他の
構成は第１図と同様である。

しかして、第１図におけるインバータ４の制御形態につ
いていえば、さきの実施例と異なり１本実施例に係るも
のでは電圧制御形としており、インバータ４を構成する
正電位側トランジスタＴ　Ｒ１〜ＴＲａの１２００の通
流期間が、上記チョッパ信号ＣＨによって、直接パルス
幅変調を受けるようにしたものである。

なお、第７図で、７Ａ−１はＣＰＵ、７Ａ−２はＲＯＭ
、７Ａ−３はＲＡＭである。

上記チョッパ信号ＣＨの通流比ＤＣは、インバータ４の
出力電圧に比例するもので、マイクロコンピュータ７Ａ
において、６０’毎に実行されろ速度制御処理の結果と
して決定されるものとしている。

第８図は、ある時点における位置検出信号ａ。

ｂ、ｃと６０”毎の１２個の通流比Ｄｃｉ　（ｉ　＝　
０〜１１）の関係を示した説明図である。

同図において、ｔ＝ｔ１’　　における位置検出信号の
状態変化時点に対して、補正位相量に係る補正時間Δｔ
ｖだけ、位置検出信号の位相補正を行うとするものであ
る。

以下、上記補正時間Δｔｖの算出式について説明する。

すでに、さぎの実施例で示したように、逆起電圧位置検
出回路６から得られる位置検出信号の位相が、モータへ
の印加電圧Ｖの位相上にあるのに対して、補正後の位置
検出信号の位相が、モータ誘起電圧Ｅｏ上となるように
補正を行うことを、本実施例においても、その補正の基
本としている。

すでに示した第５図の補正によって、目標とする電圧ベ
クトル図に対して、補正角度δは、次式のようにも書き
表わされる。

■ 上式において、巻線抵抗ｒを無視し、補正角度δに対す
る補正時間Δｔｖ　を次式により与える。

ｉ二〇 上式において、ｋε、Ｔは、さきの実施例と同様であっ
て、Ｅａ＝２πｋｇ／Ｔの関係にある。

またｋｖは、マイクロコンピュータで決定されるチョッ
パ信号ＣＨの通流率ＤＣから、モータへの印加電圧Ｖへ
の換算係数であり、更にに＋　は、すでに、さぎの実施
例において用いた（２）式及び（３）式で与えられる重
み係数である。

以上に述べた実施例では、インバータ４の制御形態が電
圧制御形でも適用可能なものであり、マイクロコンピュ
ータ７Ａの速度制御処理の結果得られるチョッパ信号Ｃ
Ｈの通流率ＤＣを直接、補正式算出のための値として用
いることから、特にモータ電流工しゃモータへの印加電
圧Ｖを検出する必要がないものである。

以上に述べた２つの実施例に係るものでは、補正後の位
置検出イハ号の位相を、モータ誘起電圧Ｅ。

の位相上となるように補正を行う場合を示したが、特に
、これに限定されることはなく、任意に位相を選択して
１巻線電流の大きさによって、その位相が変化しないよ
うに補正を行えば、本発明の目的は達せられるものであ
る６ 更に、インバータを構成するトランジスタＴ　Ｒ１〜Ｔ
Ｒｅへのドライブ信号は、位置検出信号のパルス間隔時
間測定による速度検出に対してのみ有効とする場合では
、補正前の位置検出信号に従ってよいものである。

更にまた、重み係数に＋算出のための経過時間１＋　は
、例えば、第８図において１＝０を基準としたが、ｔ＝
を工’　　もしくは、ｔ＝ｊ１’　＋Δしく第３図のΔ
ｔ）を基準とした時間でもよく、また、回転数により、
前記１＋　は変化するが、ある回転数範囲に対して、そ
の１組に対する特定の重み係数に＋　とじてもよい。

本発明に係る上記各実施例によれば、フィルターとコン
パレータとからなる逆起電圧位置検出回路で作成される
位置検出信号が、モータへの印加電圧または巻線電流の
過渡的変化によって、その位相が変化するのに対して、
モータへの印加電圧または巻線電流に係る量によって補
正を加えることにより、上記位相の変化を無くしたこと
から、特に位置検出信号のパルス間隔時間を測定して速
度検出を行うのに、上記過渡的変化の影響を受けないで
正しい速度の検出が可能となるものである。

これを逆に言えば、ブラシレス直流モータに加わる負荷
が大きく脈動し、このために巻線電流もしくはモータへ
の印加電圧を大きく変化せしめて速度を一定に制御する
場合においても、正しく速度検出ができるため、回転脈
動を大きく低減しうるものである。

〔発明の効果〕

本発明しこよるときは、従来の逆起電圧位置検出回路で
得られる位置検出信号のもつ欠点を無くシ。

特にモータ印加電圧が過渡的に変化しても、その影響を
受けないための、ブラシレス直流モータにおける位置検
出信号の補正方法を提供することができるものであり、
すぐれた効果を奏する発明ということができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例の対象とするブラシレス直
流モータ構成図、第２図は、その逆起電圧位置検出回路
の詳細図、第３図ないし第６図は、本発明の一実施例に
係るものの位相補正説明図、第７図は、本発明の他の実
施例の対象とするブラシレス直流モータにおける制御回
路の要部構成図、第８図は、その位相補正説明図、第９
図は、従来技術説明のための電圧ベクトル図である。 ４・・・インバータ、５・・・同期モータ、６・・・逆
起電圧位置検出回路、７．７Ａ・・・マイクロコンピュ
ータ。 ８・・・電流制御部、９・・・ペースドライバー、１１
＾。 １１ａ　、１ｌｃ−フィルター回路、ＣＰ−１゜ＣＰ−
２，ＣＰ−３＝−コンパレータ、ａ、ｂ、ｃ・・・位置
検出信号、Ｉ　ＬＣＩ　　Ｉ　ＬＣＯ−Ｉ　ＬＣＩＩ・
・・電流指令値、工し・・・モータ電流、Δｔ・・・補
正時間、ＶＡＦ。 ＶＢｒｙ　ＶＣＦ・・・フィルター通過電圧、ＶＮ　　
・・中性点電圧、ＩＮ・・・巻線電流、Ｅｏ・・・モー
タ誘起電圧、■・・・モータへの印加電圧。　　　　　
　　　　　１“”、４ｅ’）代理人　弁理士　福田幸作
゛−１ （ほか１名）′１、・：ｒ 早　ｌ　　口 ＜１−酬和（ａ＝韓降り 第　４　口 第　７　口 第　７　図 七−タ頗Ｉ名電圧

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、モータ端子電圧からフィルターとコンパレータとを
   用いて位置検出信号を得る形式のブラシレス直流モータ
   における前記位置検出信号の状態変化時点を、モータに
   流れた電流に係る量もしくはモータに印加した電圧に係
   る量により決定される補正位相量だけ補正するようにす
   るものにおいて、上記状態変化時点を含めた、当該時点
   より過去の任意の時点を基準にして時間ｔ＿ｉ（ｔ＿ｉ
   ＞ｔ＿ｉ＿−＿１）の過去にモータに流れた電流に係る
   量Ｉ＿ｉもしくはモータに印加した電圧に係る量Ｖ＿ｉ
   のｎ（任意整数）個のそれぞれに重み係数ｋ＿ｉを掛け
   て、Σ＾ｎ＾−＾１＿ｉ＿＝＿０ｋ＿ｉ・Ｉ＿ｉ、もし
   くはΣ＾ｎ＾−＾１＿ｉ＿＝＿０ｋ＿ｉ・Ｖ＿ｉとして
   表わせる総和量を用いて上記補正位相量を決定するよう
   にしたことを特徴とするブラシレス直流モータにおける
   位置検出信号の補正方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、ｎ個の
   重み係数ｋ＿ｉ（ｉ＝０〜、ｎ−１）の総和Σ＾ｎ＾−
   ＾１＿ｉ＿＝＿０ｋ＿ｉは、一定の値であるブラシレス
   直流モータにおける位置検出信号の補正方法。 ３、特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、重み係
   数ｋ＿ｉは、位置検出信号を作成するフィルターを構成
   する時定数を用い、ｋ＿ｉ≦ｋ＿ｉ＿−＿１の関係とな
   るように決定するものであるブラシレス直流モータにお
   ける位置検出信号の補正方法。 ４、特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、ブラシ
   レス直流モータを構成するようにしたインバータは電流
   制御形であり、モータに流れた電流に係る量は、モータ
   に流れた電流に対する電流指令値であるブラシレス直流
   モータにおける位置検出信号の補正方法。 ５、特許請求の範囲第１項記載のものにおいて、ｎ個は
   、ブラシレス直流モータ本体の相数ｍ、極数Ｐに対して
   、ｎ＝Ｐ×ｍとしたものであるブラシレス直流モータに
   おける位置検出信号の補正方法。