JPS62110329A - Ａ／ｄ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本光明はＡ／Ｄ変換装置に係り、特にスタジオ等での音
楽ソースやディジタル・オーディオ・テ−７レコーダ（
ＤＡＴ）でのアナログ音声信号をパルス符号変調（ＰＣ
Ｍ）された音声信号に変換する際に用いられるＡ／Ｄ変
換装置に関する。

従来の技術 従来のＡ／Ｄ変換装置に対する研究は、通信系にａ３い
て主としてＡ／Ｄ変換器の分解能を実効的に向上させる
研究が中心であった（例えば、にＥ　、　　Ａ　ｂａｔ
ｅ、　　”　Ｌ　１ｎｅａｒ　ａｎｄ　Ａ　ｄａｐｔｉ
ｖｅ　ＤｅｌｔａＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ”、Ｐｒｏｃ　
、Ｉ　ＥＥＥ、Ｖｏｌ、５５゜ｐｐ、２９８−３０８．
　Ｍ　ａｒｃｈ（１９６７）及びり、　Ｊ、Ｇｏｏｄｍ
ａｎ。

“Ｔｈｅ　　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　ｏｆ　［）０１
ｔａＭＯｄｌｌｌａｔｉＯｎ　ｔ。

Ａｎａｌｏｇ−ｔｏ−ＰＣＨ［：ｎｃｏｄｉｎｇ　”　
、　ＢＳＴＪ、　ＶＯＩ。

４８、　Ｎｏ、２．１）ｌ）、３２１−３４３．　Ｆｅ
ｂ、（１９６９）など）。

第６図はこの場合の従来のＡ／Ｄ変換装置の一例のブロ
ック系統図を示す。同図中、入力端子１に入来したアナ
ログ音声信号はリニア・デルタ変調器（ＬＤＭ）２によ
りデルタ変調されてディジタル信号とされた後累積され
て復号化器３で復号され、更に積分器４及びディジタル
低域フィルタ５を夫々通してナイキスト周波数までの不
要帯域を除去される。ディジタル低域フィルタ５の出ツ
ノディジタル信号は間引き器６により間引かれて標本化
周波数がＮｆｓからｆｓとされて出力端子′７へ出力さ
れる。

このように、ＬＤＭ２又はＡＤＭ（適応形デルタ変調器
）を使用して、ディジタル変換によりＰＣＭディジタル
信号を得るＡ／Ｄ変換装置の研究が従来の中心であった
理由は、アナログ信号をＰＣＭ信号に変換する場合、複
数ビットのＡ／Ｄ変換器が変換速度１回路精度の関係か
ら実現できなかったことに起因するものと考えられる。

この方式によれば、Ａ／Ｄ変換器（吊子化器）が１ビツ
トであるため回路が著しく簡易化できることが大きな利
点であり、またディジタルベースによる精度の良いＰＣ
Ｍ信号を得ることができる。

また、Ａ／Ｄ変換器の回路系を変更することにより、結
果的にＰＣＭ信号を得る上記の装置とは別に、信号処理
によりＡ／Ｄ変換系のけ子化信号品質を改善する装置も
同様に提案されている。この従来装Ｕは第７図に示す如
く、入力端子８よりのアナログ音声信号をラインアンプ
９を通して加亦器１０でディ（ｆ発生回路１１よりのデ
ィザと呼ばれる雑＆を加算した後、アナログ低域フィル
タ（ＬＰＦ）１２、サンプルホールド回路１３及び△／
Ｄ変換器１４を夫々通して出力端子１５へ出力する。こ
のＡ／Ｄ変換装置によれば、Ａ／Ｄ変換による吊子化雑
音を白色化するものであり、主に画像の処理に利用され
てきたく例えば８゜１１ｐｐｅｌ　、　ｅｔ　ａｌ　、
　　”０ｒｄｅｒｅｄ　　［）ｉｔｈｅｒＰａｔｔｅｒ
ｎｓ　ｆｏｒ　Ｃｏａｒｓｅ　Ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏ
ｎ　ｏｆｐｉｃｔｕｒｅｓ　”　、　Ｐｒｏｃ　、　　
Ｉ　ＥＥＥ、　Ｍａｒｃｈ（１９７１）１）＋１．４２
９−４３１　＞。また最近、ディジタルオーディＡにも
利用されてその有効性が報告されている（例えば、西鳥
羽員、＠ｌ”広帯域音響信号の量子化へのディザの適用
″１日本音響学会講演論文集２−５−４　（昭５７．３
）　）。

しかし、この従来装置はＤ／Ａ変換系でディザを減算し
ないため、吊子化雑音の娠幅の確率密度函数が入力値に
応じて変化するので、吊子化ＭＲ主電力変化し、それを
耳で検知できないようにするには加えるディザの聞を増
す必要があり、その結果、量子化雑音電力が増加し、Ｓ
／Ｎがその分だけ劣化してしまう。このため、第８図に
示す如く、同期減算を前提としたディザの混入・減算方
式のＡ／Ｄ変換装置が提案されたく山崎芳男他。

゛広帯域音響信号の量子化へのディザの適用″。

技術報告ＥＡ８２−２１　（日本音響学会　電気音響研
究会））。第８図において、入力端子１６に入来した音
声信号は、ディザ発生回路１８よりのディザをＤ／Ａ＊
換器１９を通して得たアナログ信号と加惇器１７で加算
された後Ａ／Ｄ変換器２０でディジタル信号に変換され
る。このディジタル信号は伝送媒体を介してＤ／Ａ変換
器２１に供給されてアナログ信号に変換された後減算器
２２に供給され、ここでディザ発生回路２３の出力ディ
ザをＤ／Ａ変換器２４を通して得たアナログ信号と減算
された後出力端子２５へ出力される。

この従来装置によれば、かなりの改善効果があることが
報告されており、有効な方法として注目されている。更
に別のＡ／Ｄ変換装置として、オ−バーザンブルを利用
した吊子化信号の位相特性の改良、折り返し誤差の低減
を目的としたＡ／Ｄ変換装置がある（例えば二宮佑−１
゛Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換におけるディジタル補間方式”、
Ｎ１−ＩＫ技研月報（昭５４．１０　）　、　Ｐ、４０
５−４１１　、及び春日１男。

゛Ａ／Ｄ変換装置″、特開昭５９−３３９２７号公報（
特願昭５７−１４３６２６Ｍ）など）。

発明が解決しようとする問題点 しかるに、第６図に示した従来装置は必要な語長のディ
ジタル信号を得るためには、特に高品質なディジタルオ
ーディオ信号として利用する場合、ＬＤＭ２のサンプリ
ング周波数が極端に高くなりすぎ、回路を実現できない
場合が生ずる（例えば、１６ビツト２０ｋｌ−１ｚの場
合にはサンプリング周波数は数百ＭＨ２となる）。また
、第８図に示した従来装置はΔ／Ｄ変換系及びＤ／Ａ変
換系での同期減算が前提となっており、Ａ／Ｄ変換装置
単体には適用できないという問題点がある。さらに、前
記した二宮、あるいは春日によるＡ／Ｄ変換装置は、量
子化信号の位相特性の改良、折り返し誤差の低減に関し
ては有効であるが、△／Ｄ変換変換分Ｓ能の改善には効
果が少ないという問題点があった。

そこで、本発明は団子化信号品質の改善を図ると共に、
信号処理を利用して実効的にＡ／Ｄ変換器の分解能も合
わせて向上し得るＡ／Ｄ変換装置を提供することを目的
する。

問題点を解決するための手段 本発明になるＡ／Ｄ変換装置は、通過織端周波数が所定
の周波数ｆｓの略１／２倍以上の周波数に選定され、か
つ、阻止板端周波数が周波数ｆｓの略Ｎ／２倍（ただし
、Ｎは２以上の自然数）の周波数に選定されたアナログ
低域フィルタと、吊子化器と、この吊子化器の出力ディ
ジタル信号を期間１／（Ｎ−ｆｓ）だけ遅延した後アナ
ログ（ｒ、＋号に変換して遅延アナログ信号を生成する
手段と、時刻ｔにおいて遅延アナログ信号ｙ　（ｔ）と
アナログ低域フィルタの出力アナログ信号ｘ　（ｔ）と
が夫々供給され、次式 （ただし、上式中、ｎは自然数、■は１／（Ｎ・ｆｓ）
、ｘ　（ｔｏ　）は時刻ｔ。における入力アナログ信号
の値、α及びβは夫々定数） を満足するディジタル信号ｙｎが吊子化器より取り出さ
れるよう量子化器へその演算結果に基づく信号を供給す
る演算手段と、該吊子化器の出力ディジタル信号の標本
化周波数をｆｓに変換して出力する標本化周波数変換器
とよりなる。

作用 アナログ低域フィルタにより入力アナログ信号×（し）
は必要とする上限周波数（ナイキスト周波数）の島域周
波数成分を除去された侵、前記演算手段１吊子化器を夫
々経てディジタル信号ｙ、に変換された後、標本化周波
数変換器で標本化周波数をＮ−ｆｓからｆｓへ変換され
て出力される。

ところで、本発明で対象とするＡ／Ｄ変換系における信
号品質の劣化要因については、（１）アナログ低域フィ
ルタによるアナログ信号の位相ひずみとフィルタの不完
全さによる折り返し誤差の発生と、０△／Ｄ変換器によ
る吊子化雑音の発生の２点が考えられる。（１）の要因
については、アナログ低域フィルタに依存するところが
大きく、フィルタの遮断特性を良くすると位相ひずみが
多くなるなどの問題があり、折り返し誤差１位相ひずみ
の両方を低減することが必要である。■の要因について
は、Ａ／Ｄ変換器の回路を変更することなく、信号処理
により実効的にＡ／Ｄ変換器の分解能を向上させてＡ／
Ｄ変換による吊子化雑音を低減することを考える。

ここで、本発明では（１）の要因に対してはアナログ低
域フィルタの通過戦端周波数と阻止織端周波数を前記し
た如く選定し、画周波数間の傾斜がなだらかな振幅−周
波数特性とする。また■の要因に対しては、前記徂子化
器の出力ディジタル信号ｙ　の時間平均レベルと、入力
アナログ信号の時間平均レベルを近似的に等しいとみな
せるような構成とする。すなわち、量子化器の出力ｆイ
ジタル信号ｙｎをナイキスト周波数より１桁程度高い標
本化周波数Ｎ−ｆｓで標本化された信号と考え、この信
号ｙｎを時間平均でみると入力アナログ信号ｘ　Ｂ）と
の間に次式が成立する。

式（１）を更に内き替えて、ｔ２＝０とおくととなる。

ここで、ｔ＋＝−ｎＴ（ただし、■は標本化周期で１／
（ｆ’１ｆｓ））と考え、更にｙｎを除いて式■をｙ　
（ｔ）で置き換えると次式が得られる。

このように、式（１）で示したＡ／Ｄ変換系の入出力信
号系列の時間移動平均が等しいとおくことにより、式■
で示す出力ｙｎが求められ、式０で求められる量子化器
の出力ディジタル信号ｙｎは時間平均でみるとｍ子化前
の入力アナログ信号×（【）のそれと近似的に等しいと
みなすことができる。

このことにつき更に説明するに、式■を書き替えると となる。ここで、上式の右辺第２項は入力信号と出力信
号の誤差分（量子化誤差分）を示しており、この第２項
についてｎ＝２の場合を考えると次式％式％ ここで、出力ディジタル信号ｙｎのアナログ換貞レベル
は、標本化時間Ｔ毎に原アナログ信号×（１）を中心と
して上下に略等小振動するので、δ。−１，δ。−２は
絶対値が大略等しく、符号だけが異なっている。従って δ＝δ。−１＋δ。−２′：＝Ｏ（６）となる。従って
、入力アナログ信号×（【）の時間平均レベルは、出力
ディジタル信号ｙｎのそれに近似的に等しいとみなすこ
とができるわけである。

この結果、ｍ子化後の出力ディジタル信号は、式■や式
（４）を満足する演算処理を施ずことにより、量子化器
の入出力信号が時間平均で略等しくなることにより、結
果として時間平均でみた出力ディジタル信号のｎ子化誤
差が低減できることになる。

なお、標本化周波数をＮ−ｆｓとしたのは、式（１）を
導く条件として、また式のを式ａに変形する場合の誤差
を少なくするためでもある。そして、この誤差の吸収の
ため、式（４）の右辺第２項に該当する項に対して次式
で示す如く重み付けすることが望ましい。

実施例 以下、第１図乃至第５図と共に本発明の実施例について
説明する。

第１図は本発明の第１実施例のブロック系統図を示す。

本実施例は前記式（１）を実現するＡ／Ｄ変換装置で、
入力端子２７に入来したアナログ音声信号は後段回路で
の標本化による折り返し信号除去のため、アナログ低域
フィルタ２８により予めナイキスト周波数ｆＮ以上の高
域周波数成分を除去される。このアナログ低域フィルタ
２８の振幅−周波数特性は第２図に破線Ｉで示す特性に
選定されており、本実施例で最終的に得ようとするディ
ジタル音声信号の標本化周波数ｆｓ（＝２ｆＮ）の略１
／２倍の周波数ｆＰＡが通過域端層波数とされ、かつ、
周波数（Ｎ−ｆｓ）／２が阻止域端周波数ｆｓ’ｒとさ
れている。なお、ｆｐＡはｔ’Ｎ以上で、ｆｓＴは（Ｎ
−ｆｓ）／２以下でもよい（ただし、ｆＰＡく１８丁）
。通常、上記のＮの値は４〜５である。

アナログ低域フィルタ２８より取り出されたアナログ信
号（時刻ｔにおけるこの信号をｘ　Ｂ）で表わすものと
する）は、積分器２９により積分された後減算器３０に
供給される。量子化器３１は減鋒器３０の出力アナログ
信号を標本化周波数Ｎ−ｆｓで標本化後ｍ子化してディ
ジタル信号（時刻ｔにおけるこの信号をｙｎで表わすも
のとする）を生成する。このディジタル信号は後述する
標本化周波数変換器３５に供給される一方、遅延レジス
タ３２により一標本化周期Ｔ（＝１／（Ｎ−ｆｓ）遅延
された後Ｄ／Ａ変換器３３によりディジタル−アナログ
変換される。Ｄ／Ａ変換器　３３の出力アナログ信号（
時刻ｔにおけるこの信号をｙ（ｔ）で表わすものとする
）は積分器３４で積分された後、減算器３０に供給され
る。

減算器３０は積分器２９の出力アナログ信号から積分器
３４の出力アナログ信号を減算して得た信号をｍ子化器
３１へ供給し、これにより量子化器３１より前記式（１
）で示されるディジタル信号ｙｎが取り出される。

このディジタル信号ｙｎのアナログ換算レベルは、第３
図に実線■で示す如くになり、同図に破線■で示す入力
アナログ音声信号ｘ（ｔ’）を中心として標本化層ＷＪ
Ｔ毎に上下に略等拐ずつ振動するような信号となる。第
３図かられかるように、同図に丸印で示すディジクル信
号ｙｎの各標本点のうち、相隣る２つの標本点の平均値
が入力アナログ音声信号に相当する。なお、第３図中、
一点鎖線Ｖは従来のＡ／Ｄ変換変換装出力ディジタル信
号のアナログ換算レベルの変化を示す。

このようにして取り出された時間及び振幅共に離散的な
ディジタル信号（ここではＰＣＭ音声信号）は、標本化
周波数変換器３５に供給され、ここで標本化周波数をＮ
−ｆｓから本来のティキス１−周波数の２倍の周波数ｆ
ｓへ変換される。標本化周波数変換器３５はディジタル
低域フィルタと問引き器の縦続接続構成からなる。この
ディジタル低域フィルタは通過域端局波数ｆρＡ′がナ
イキスト周波数ｆＮ未満の周波数で、かつ、阻止域端局
波数ｆｓｒ’　　（ｆｓｔ’　＞ｆｐＡ’　）が略ｆＮ
以下の周波数に選定されるが、ここでは−例としてｆｓ
丁’　＝ｆＮとすると、その振幅−周波数特性は第２図
に実線■で示す如くになる。ディジタル低域フィルタは
例えば有限インパルスレスポンス（ＦＩＲ）ディジタル
フィルタで構成されている。

ディジタル低域フィルタより取り出された帯域制限ディ
ジタル信号は、間引き器に供給され、ここで所望の標本
化周波数ｆｓのディジタル信号に間引きされた後出力端
子３６へ出力される。すなわち、ディジタル低域フィル
タより取り出されるディジタル信号は周波数ｆｓ／２以
上の周波数成分が除去されて帯域制限されているが、標
本化周波数はＮ−ｆｓであり、目的とする標本化周波数
ｆｓとは異なっている。そこで、間引き器は入力帯域制
限ディジタル信号をＮ標本化周波数に取り出し、Ｎサン
プルのうちの１サンプルのみを取り出しＮ−１サンプル
は間引くことにより、目的とする標本化周波数ｆｓのデ
ィジタル音声信号／、が得られる。なお、ディジタル低
域フィルタで帯域制限するのは、間引き器により間引き
動作を行なった場合、折り返し誤差が出力ディジタル信
号に混入しないようサンプリング定理を満足させるため
である。

前記した（１）と■の２つの問題点のうら■の吊子化誤
差の低減理由については前記した通りであり、次に前記
（１）のアナログ信号の位相ひずみと折り返し誤差の低
減理由について説明する。これは本発明壱が特開昭５９
−３３９２７号公報にて提案した発明と同じ理由である
。すなわち、本実施例によれば、ディジタル低域フィル
タの娠幅−周波数特性は第２図に実線■で示す如くにな
り、遷移帯域幅は狭くなるが、ディジタルフィルタは精
度良く構成でき、しかもディジタル信号処理であるため
ＳＮ比の劣化がなく、またその位相−周波数特性は直線
位相であり、位相の乱れによる信号品質の劣化はない。

従って、ω子化器３１をＮ−ｆｓの標本化周波数で動作
させても信号の劣化なく標本化周波数ｒ　Ｓのディジタ
ル信号を得ることができる。他方、吊子化器３１をＮ−
ｆｓの標本化周波数で動作させることができるので、そ
の入力段に折り返し誤差除去のために設けられるアナロ
グ低域フィルタ２８の振幅−周波数特性は第２図に破線
Ｉで示す如〈従来のアナログ低域フィルタのそれに比し
極めて経やかな傾斜特性で所要の減衰量を得ることがで
きる。

従って、従来のアナログ低域フィルタに比べてアナログ
低域フィルタ２８の設計は容易となり、その規模も小さ
くでき、更に素子のバラツキによる設シ１値からのずれ
も発生しない。しかも、アナログ低域フィルタ２８の位
相−周波数特性は少なくとｂｆＮ以下の周波数帯域では
近似的に直線位相であり、最終的に必要な帯域内におけ
る位相の乱れは殆どない。従って、以上より従来装置に
比し、位相−周波数特性が改善され、また折り返し誤差
も軽減される。

次に本発明の第２実諦例について第４図のブロック系統
図と共に説明する。同図中、第１図と同一構成部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。本実施例は前記
式（４）で表わされるディジタル信号ｙｎをω子化器３
１より取り出せるよう構成した回路で、アナログ低域フ
ィルタ２８より取り出されたアナログ信号は直接に減算
器３８に供給される。減算器３８はこの入力アナログ信
号がらＤ／Ａ変換器３３の出力アナログ信号を差し引く
減算動作を行ない、それにより得られた信号を積分器３
９を通してか子化器３１へ供給する。これにより、量子
化器３１からは前記式（４）で示されたディジタル信号
ｙｎが取り出される。ただし、入出力信号の線形動作は
保証されているものとする。

次に本発明の第３実施例について説明するに、第５図は
本発明装置の第３実施例の要部のブロック系統図を示す
。同図中、第４図ど同一構成部分には同一符号を付し、
その説明を省略する。前記したように、式■を式■及び
（４）に変形する場合に゛　誤差が生じる。本実施例は
この誤差を吸収できる構成としたもので、入力端子４１
．４３よりのアナログ信号は可変利得増幅器４２．４４
で夫々レベル調整されて減算器３８へ供給される。この
減算器３８の出力信号は出カ喘子４５を通して第４図に
示す積分器３９へ供給される。これにより、本実施例で
は量子化器より前記式ので示すディジタル信Ｑ　ｙｎが
取り出される。

なお、前記式の中の定数αは可変利得増ＩＩｒＮ器４２
の利得に応じて変化し、また定数βは可変利得増幅器４
４の利得に応じて変化する。また、前記第２実施例は、
上記定数α及びβが夫々゛１°′の場合の特殊な実施例
であると考えることができる。　なお、本発明は上記の
実施例に限定されるものではなく、前記式（３）、（４
）、又はのなどが実現でさる構成であればよい。

発明の効果 上述の如く、本発明によれば、以下の如き特長を有する
ものである。

■　Ａ／Ｄ変換（ａ子化）による量子化１ｍ名が低減で
き、この分だけ結果的に量子化器の分解能が実効的に向
上できる。

■　アナログ低域フィルタの群遅延特性、減衰かが十分
確保できないなどの要因による位相ひずみの発生、折り
返し誤差の発生が抑制できる。

■　ディジタル低域フィルタとの相乗効果によりアナロ
グ低域フィルタの設計が極めて簡単になり、コスト、ス
ペース共に低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例を示ずブロック系統図、第
２図は本発明におけるアナログ低域フィルタ及びディジ
タル低域フィルタの振幅−周波数特性の一例を示す図、
第３図は本発明における量子化器の出力ディジタル信号
のアナログ換算レベルと入力アナログ信号との関係の一
例を示す図、第４図は本発明、の第２実施例を示ずブロ
ック系統図、第５図は本発明の第３実施例の要部を示す
ブロック系統図、第６図乃至第８図は夫々従来装置の各
個を示すブロック系統図である。 ２７０１．アナログ信号入力端子、２８・・・アナログ
低域フィルタ、２９，３４．３９・・・積分器、３０゜
３８・・・減算器、３１・・・団子化器、３２・・・遅
延レジスタ、３３・・・Ｄ／Ａ変換器、３５・・・標本
化周波数変換器、３６・・・ディジタル信号出力端子、
４２゜４４・・・可変利得増幅器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 通過域端周波数が入力アナログ信号の必要とする上限周
   波数の２倍以上の周波数であるｆｓの略１／２倍以上の
   周波数に選定され、かつ、阻止域端周波数が上記周波数
   ｆｓの略Ｎ／２倍（ただし、Ｎは２以上の自然数）の周
   波数に選定されたアナログ低域フィルタと、入力信号に
   対して標本化周波数Ｎ・ｆｓで標本化後量子化してディ
   ジタル信号を出力する量子化器と、該量子化器の出力デ
   ィジタル信号を期間１／（Ｎ・ｆｓ）だけ遅延した後ア
   ナログ信号に変換して遅延アナログ信号を生成する手段
   と、時刻ｔにおいて該遅延アナログ信号ｙ（ｔ）と該ア
   ナログ低域フィルタの出力アナログ信号ｘ（ｔ）とが夫
   々供給され、これらの信号に対して演算を行なって次式 ｙ＿ｎ＝▲数式、化学式、表等があります▼ 又は ｙ＿ｎ＝▲数式、化学式、表等があります▼ （ただし、上式中、ｎは自然数、Ｔは１／（Ｎ・ｆｓ）
   、ｘ（ｔ＿０）は時刻ｔ＿０における入力アナログ信号
   の値、α及びβは夫々定数）を満足するディジタル信号
   ｙ＿ｎが該量吊子化器より取り出されるよう該量子化器
   へその演算結果に基づく信号を供給する演算手段と、該
   量子化器の出力ディジタル信号が供給されその標本化周
   波数をｆｓに変換して出力する標本化周波数変換器とよ
   りなることを特徴とするＡ／Ｄ変換装置。