JPS6192029A - アナログ信号レベル検出器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 本発明はアナログ信号レベル検出器に関するものである
。

レベルという用品はここではそれの最も広い意味で理解
される。その理由は、この検出器がな図する用途が、予
測される信号が存在するか否かを知ることに本質的に関
連するからである。その信号は予測される、すなわち、
可能性の範囲が比較的広いとしても、それの周波数スペ
クトラムが、それの概略振幅とともにほぼ既知である。

たとえば、電和線な接続されているモデム（変調器−復
調器）が、既知周波数の搬送波により溝底される呼信号
の存在を認める。

〔従来の技術およびその問題点〕

伯の類似の用途または比較的異なる用途を考えることが
できる。音声分析器における音声活動検出器は、適切な
レベルの音声活動の決定された存在を示す信号の存在に
おける分析動作を開！ＩＣ１させるためにのみ使用でき
る。

したがって、ここで問題とするレベル検出器は厳密に数
学的な意味においてとられる平均という詔ではなくて、
整流された信号の平均レベル検出器とすることができる
。目的は前記平均値が８）る所定のしきい値をこえたと
すると、入力信号の存在を認識する信号を供給すること
である。

そのような検出器を受けた信号の低域１戸波、フなわら
、受けた信号の変化周期より十分に大きい時定数でその
信号を積分づることを必要とする。

この操作を行わないと、信８の存在と不γｊ在を交互に
検出し、かつ整流された交流信号の各ピークと各省を交
互に検出づ−る危険が存在でる。

したがって、検出すべき信８を整流（なるべく全波整流
）することが必要であるとともに、ある種の積分を行う
必要がある。

しかし不幸なことに、アナログ信号を比較的長いｎ間（
たとえば５０　ｌ−１ｚ信号に対して２００ミリ秒）で
積分するためには比較的大きい客用のコンデンリを必要
とする。そのために積分回路を含む１５号検出器を構成
することは困井であるか、付加ですらある。たとえばモ
デムのためには、検出器を積分型とすることが望ましい
ばかりでなく、同じ半導体チップの部分を実際のモデム
として形成することも望ましい。

（発明の概要） 本発明は、とくに簡単で、大音量のコンデンサを必要と
しないアナログ信号レベル検出器を提供するものである
。この検出器は梢分累子としてデジタル可逆カウンタを
使用するという特徴を有する。そのデジクル可逆カウン
タは、レベルを検出ナベき信号と、カウンタのカウント
を表づアブログ信号との間のアナログ型比較の機能とし
てアップ−カウントまたはダウン−カラン１へを行う。

検出すべきレベルをこえたことがカウンタのカウントを
基にして決定される。

最も簡単なケースでは、与えられた平均レベルをこえた
かどうかを決定するためにカウンタの上位ビットを使用
できる。

カウント周波数は固定され、カウンタのカウントが平均
レベルを中心としてそのレベルと比較して低い振動振幅
で振動するようにして選択される。

したがって、カウンタのカウントは入力信号の平均レベ
ルを表す。

本発明は、アナログ入力信号のレベルを表すデジタル出
力を供給づる可逆カウンタと、このカウンタの動作の向
きを制御する１つの入力端子に接続されるアナログ比較
器と、可逆カウンタの出力端子に接続され、検出すべき
入力信号を受け、検出すべきアナログ信号の電圧レベル
とカウンタのカラン１−に比例する帛との差を表Ｔｌ差
信号を形成して、その外信８を比較器の入力端子へ、＃
５える１段と、カウンタに与えるカウント周波数を形成
するクロック手段とを備え、カウント動作の向きは比較
器の出力の状態により決定され、前記周波数は、零から
最大値へのカウンタのカウントの増大−。

の持続時間が検出すべき信号レベル検出器の平均周期を
大幅にこえるようなものであるアナログ信号レベル検出
器に関づるものである。

いいかえると、差信号が形成され、その着信号の正また
は負の極性が比較器により検出されるその極性が正の時
は、カウンタはかとアップし、それが負の時（まカウン
タはカウント・ダウンづ゛る。

両方の場合に、カウンタのカウントは１つの向きに徐々
に変化して差信号の振幅を小さくでる。カウンタはそれ
自身のカウントと検出リベき信号の差の符号の積分器と
しては能する。この積分の結果として、安定な入力信号
が存在する「１は、着信号の符号が平均して、負である
＋１５と同じ回数だけ正であるようにして、カウンタの
カラン１〜は増加期間と減少期間を交番する。全波整流
された正弦波で構成された入カイこ号の場合には、カウ
ンタのカウントが、入力信号の実効値を表すレベルを中
心として振！ＦＪ１することを照明することが可能であ
る。

最も一般的なケースでは、検出すべきアナログ入力信号
が交番信号であれば、検出器の入力端子の上流側に整流
器（なるべく全波整流器とする）を設置プる必要がある
。しかし、本発明は好適な実施例においては、差信号を
形成するためおよびカウント動作の向きを決定するため
に入力の符号を考Ｆ！するものとすると、どのようにし
て整流器を使用しなくてすむかを示すことができる。

ｒｉ）ｌＪ！ではあるが、検出器の上流側に整流器を必
要とする実施例においては、差信号を形成する手段はカ
ウンタの出力端子に接続されるデジタル−アナログ変換
器を有する。カウンタの出力は比較器の入力端子へ与え
られる。比較器の別の入力端子には整流された人力信号
が与えられる。

好適な実施例によれば、着信号を形成する手段はｌ、ｌ
ｌＪ換えられるコンデンサの系を有づる。それらのコン
デンサの容量は、差信号を形成するために使用されるカ
ウンタの出力の２進手みと同じ２進唄みに従って定めら
れる。基準電圧源がカウンタのカウントと、差信号を形
成する笛、すなわち、アナログ入力信号と比較される畠
との比を定める。

切換え制御回路が切換え制御信号を多相周１ｙＪサイク
ルおよびカウンタのカウント周波数に従って形成する。

最後に、カウンタの出力Ｊ３よび切換え制御回路により
制９すされる切換え論外回路が、１，７Ｊ換えられる各
コンデンサへ入力信号または基準電圧、あるいはアース
電位を、後で説明する諸条件の関数として個々に与える
ことを可能にする。

切換えられるコンデンサは比較器の入力端子に接続され
、そのコンデンサに前記差信号である電位をカウンタの
カウント周波数で周期的に生ずる。

カウンタカウント動作の向きを定めるためにその電位は
比較器により零電位と比較される。

原則として、切換えサイクルは次の通りである。

−予充電段階においては、コンデンサは検出すべさ入カ
イ二舅で全て充電され、それから充電されている電荷が
分間され、各コンデンサの第１の端子が比較器の入力端
子（こ接続され、その間それは任意の直流電源と比較し
て高いインピーダンスに維持される。

一比較段階においては、基準電位寸なわちアース電位が
各コンデンサの第２の端子に与えられる。

与えられたコンデンサに与えられる電位の選択は、カウ
ンタのどの入力状態が問題とづろ−Ｊコンデンサ２進山
みど２進重みに属するかににり固定される。そうづると
差信号は比較器の出力端子に現ね　。

れて零と比較される。

本発明の好適な実施例においては、検出器の入力端子の
上流側に整流器を設ける必要はない。それは、入力信号
の符号を決定する段階である。各期間に補助切換え段階
を導入する結果としての交流入力信号に対しても同じで
ある。原則として予充電段階と先行する段階の中間であ
るその補助切換え段階においては、アース電位が全ての
コンデンサの第２の極板へ与えられるから、前記補助切
換充段階中は比較器の出力が入力電圧の符号の関数とし
て１つの向き、または他の向きに切換えられる。その符
号はフリップフロップに格納され、その符号が負の時は
、形成された差信号のモードと、カウンタのカウント動
作の向きを変える。

したがって、たとえば、検出されて格納された符号が負
であると、基準電圧源（正）が同じ値の基準電圧源によ
り買き換えられる。それと同時に、読出し段階に続いて
比較器の出力により決定されるカウント動作の向きは、
入力信号の符号が正の時に比較器の出力により決定され
るカウント動作の向きとは逆にされる（そうすると、符
号を格納するフリップフロップに″より決定される排他
的オアゲートが比較器の出力端子とカウンタのカウント
動作の向きをυｌ１ｆｔ１７ｉる入力端子の間に挿入さ
れる）。

別の実施例においては、負の基準電圧源を用意づ゛るこ
とを避けるために、補助コンデンサが設けられる。この
補助コンデンサの８迅は他のコンデンサの容量の和に等
しい。予充電段階中にその？＋ｌｉ助コンデンリ°は基
準電圧まで予充電される。それから、読出し段階中に、
格納されている符号が正であるか、６’′Ｃ″あるかに
応じて前記基準電圧またはアース電位が与えられる。そ
れと同時に、格納されている符号が９であると、切換え
られたコンデンサへ読出し段階中に与えられるアース電
位の基準電位の間の選択が逆にされる。それら２つの変
更により差信号が形成される。その差１３号はカウンタ
のカウントに比例する苗と入力信号の差ではなくて、入
力信号の逆と前記吊の差である。したがって、後で行う
説明から明らかなように、入力信号の符号が負の時はカ
ウント動作の向きを逆にづることが必要である。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照して本発明を訂しく説明する。

第１図は本発明の検出器の簡単な実施例を示す。

この実施例においては、レベルを検出すべきアブログ信
号Ｖ１が交番型である場合には、検出器の入力端子の上
流側になるべく全波整流器を設置する必要がある。整流
器１０の入力端子Ａは信号■１を受１ノる。整流器の入
力端子には整流された信号ｖ２が現われる。第２図は周
波数Ｆの正弦波入力信号ｖ１を示づ。したがって、出力
信号Ｖ２は正の脈動信号である。

整流器の出力端子Ｂは比較器１２の１つの入力やム子へ
接続される。（の比較器１２の別の入力端子Ｃはデジタ
ル−アナログ変換器１４の出力端子へ接続される。デジ
タル−アナログ変換器１４の入力端子は可逆カウンタ１
６の出力端子へ接続される。その可逆カウンタのアップ
・カウント動作とダウン・カウント動作はクロック信号
Ｈにより定められる周波数ｆで行われる。デジタル−ア
ナログ変換器１４の出力は比較器１２の入力端子Ｃのカ
ウンタのカランＩ−の変化を表す電圧Ｖ３を生ずる。こ
の電圧ｖ３は、第２図かられかるように、増大（カウン
タがアップ・カウントする時）と減少（カウンタがダウ
ン・カウントする峙）を交互に行うランプに従って段階
的に変化する。

したがって、第１図の回路は、電圧Ｖ２とＶ３の差、し
たがって整流された入力信号とカウンタのカウントに比
例づる吊との差である差１言号■４を形成する。

比較器１２の出力端子はカウンタ１６のカウント動作の
向き入力端子へ接続され、その出力端子に生ずる出力が
カウンタのカラン１−動作の向きを決定づ−る。、信号
Ｖ２が信号Ｖ３より大きいとカウンタ１６はアップ・カ
ウント動作を（）い、信号Ｖ２が信￥３　Ｖ　３より小
さいとノＪウンタ１６はダウン・カウント動作行う。両
方の場合に、カウント動作の向きは、カウンタのカウン
トを表すｍＶ３が整流された入力信号■２を追従するよ
うなものである。

しかし、実際に信号Ｖ３が信号ｖ２を十分に速く追従で
きないような値に、ｆｆ１Ｖ３の石火増大こう配が随意
に制限される。

この目的のために、クロックＨにより定められるカウン
ト動作周波数ｆは、信号Ｖ３が零から最大値まで増大さ
せるのに要する時間（ＴＩ’なりも、カウンタのカウン
トが零から最大値になるまでに要する時間）が入力信号
■１の周ｔｖ１１／Ｆを大幅にこえるようなものである
。カウンタの最大カウントをＮｍａｘとすると、Ｎｍａ
ｘ／ｆを１／「より十分大きくする必要がある。

信舅■３の振幅は変換器１４におけるデジタル／アナロ
グ変換尺度に依存する。この尺度を定めるためにｎ　＄
　Ｔｉ圧、。ｆが用いられる。この基準電圧Ｖ、。「は
、カウンタのカウントが最大値になった時に信号ｖ３が
到達するレベルである。

第１図ｔよデジタル−アナログ変換を周期的に制御する
ために、信号Ｈの周波数ｆと同じ周波数を有する第２の
クロック信号Ｈ′も示す。

しかし、信号Ｈ，Ｈ’　のそれぞれの位相が、カウンタ
のカウント増大と減少が、比較器１２に切換えられる時
に起らないようにするのでなければならない。

振幅が安定している正弦波交流信号Ｖ１が存在する時は
、段階的な信号３が平均値を中心として弱く振！１１１
″ｇることが見出される。本発明の検出器がユーザーに
供給するのはその平均値である。

全波整流された正弦波入力信号の場合には、前記平均値
は入力信号の実効値を表す。ランダムな交番信号の場合
には、安定な動作条件の下において段階的な信号が三角
波状（立上りランプと立下りランプ）に振動し、その三
角波状振動の平均レベルが、整流された信号■２が平均
して、段階的な信号ｖ３より高い値を有する期間と、段
階的な信号ｖ３より低い萌を有する期間とがちょうど同
じような値で形成されると簡単にいうことができる。

その平均値はデジタル−アナログ変換器１４の出力端子
にアナログ形態で得ることができ、またはカウンタ１６
の出力端子（出力端子Ｄ）にデジタル形態で冑ることが
できる。非常に簡単な場合には、カウンタのカウントの
上位ビットのみが検出器の出力として使用される。電圧
■、。１の賄が、検出を希望づるレベルしきい値の関数
として選択され、カウンタのカウントの上位ビットの値
が、前記しきい値をこえたか否かを定めるようにする。

非常に簡単な場合は、選択されたしきい鎮がＶ、。、／
２であり、一方、段階的な信号Ｖ３の最人（１１°１が
■ｒｏ［である場合である。

第１図に関連して、デジタル−アナログ変換器へ与える
ためにカウンタのカウントの上位数桁のビットのみを使
用できるから、段階的な信号３が記に同じこう配を有ブ
゛るが、段階の数が少ない。

第３図は、１群の切換えられるコンデン＋Ｉ（０１〜Ｃ
ｎ）により形成される本発明の好適な実施例を示す。第
３図の回路も可逆カウンタ１６を有ターる。口の可逆カ
ウンタ１６のカウントｆ）ノ作の向き入力端子が排他的
オアゲート２０を介して比較器１２の出力端子へ接続さ
れ、可逆カウンタ１６の１つの入力端子は接地され、他
の入力端子はカウンタのカウントに比例づる昂と入力信
号の差を表す差信号（電圧Ｖ）を受ける。切換えられる
コンデンサ群により差信号がどのようにして周期的に形
成されるかがわかるであろう。この実施例においては、
電圧Ｖは実際には前記差信号の逆であり、その電圧■は
比較器１２の反転入力端子へ与えられる。

比較器１２の出力端子は、検出すべき入力信号Ｖ２のｎ
Ｆ４を格納１Ｊるフリップフロップ２２の入力端子にも
接続される。したがって、この実流例においては、入力
信号Ｖ１は、全波整流器をＥ２ｆＪる必要なしに、アー
ス電位を中心として交番できる。比較器１２は入力信号
ｖ１の符号（カウント動作周波数ｆにおける）を周期的
に検出し、２２の出力端子がその符号を格納づる。この
場合には符号が正の時にはフリップフロップ２２の出力
Ｑは１であり、符号が負の時はフリップフロップ２２の
出力ＱはＯである。

フリップフロップ２２の出力端子Ｑは、カウント動作期
間中に検出された符号が正の時にカウンタのカウント動
作の向き入力端子が比較器１２の出力の状態である状態
をとるように（電圧Ｖが９の時にはカウントアツプ、電
圧■が正のときにはカウントダウン）、排他的オアゲー
ト２３の入力端子へ接続される（排他的オアゲートの他
の入力端子は比較器１２の出力を受ける）。一方、信号
■１の符号が負であると、排他的オアゲート２２は比較
器の出力により与えられた命令を逆にりる（電Ｉ′ＴＶ
だ負の時はカウントダウン、電圧Ｖが正の時はカウント
アツプ）。

コンデンサ０１〜Ｃｎの第１の端子は、比較器１２を構
成する差動増幅器の反転入力端子（−）へ接続される。

差動増幅器の他の入力端子である非反転入力端子は接地
される。

各コンデンサ０１〜Ｏｎの他の端子は論理ＶＪＰ！！え
回路２４のそれぞれの出力端子へ接続される。

論理切換え回路２４は切換えるべき信号として入力信号
■１を受けるとともに、アース電位を受け、最後に基準
電位■、。１を受ける。

切換え回路はカウンタ１６の出力と、切換え制御回路（
図示せず）と、信号■１の符号を格納し、かつ切換え動
作を信号■１の関数として修正するフリップフロップ２
２の出力により制御される。

これを詳しくいえば次の通りである。

切換え回路を制御７Ｉｌするカウンタ１６の出力は、カ
ウンタのカウントをそれに比例するアナログ母に変換づ
るために使用され、それにより実際にはカウンタのｎ個
の上位ビットのみが使用される。

前記切換え制御回路は、第４図に示されている多相サイ
クルに従ってカウンタ１６のカウント動作周波数の周期
的信号を形成する。それら周期的信号というのは同一周
波数の２つの周期的な方形波信号φ１．φ２である。方
形波信号φ１．φ２はほぼ同じ時刻に論理レベル１を通
り、信号φ２は信号φ１より長く論理レベル１に留まる
。信号φ′　１も形成される。この信号φ′　１は信号
φ１と同じであるが、信号φ１より僅かに早く零を通る
。

切換え回路２４はある数の切換え手段と制御ゲート（オ
アゲートおよび排他的オアゲート）を有する。説明の便
宜上、第３図において切換え回路２４を制ｔ２Ｔ１１る
信号が論理レベル１の時にはスイッチが図で左へ動かさ
れ、その制御信号が論理レベルＯの時にスイッチが右へ
動かされると定める。

切換え回路のスイッチは次の通りである。

信号φ′　１により制ｔＩｌされるスイッチ１１はコン
デン＋ＩＣ１〜Ｃｎの第１の端子を接地しくφ１−１）
、またはその第１の端子を高インビーダンスのままにη
る（φ’　　１＝Ｏ）。

信号φ１によりυｊ御されるスイッチＩ２は回路の中間
点Ｇに入力信号ｖ１（φ１＝１）またはアース電位（φ
＝１−０）を与える。

一連のスイッチＪ１〜Ｊｎにより各コンデンサＣ１〜Ｏ
ｎの第２の端子を中間点Ｇすたは基＊電位ｖｒｅｒへ個
々に接ＶＣ″ｒＪる。各スイッチＪ１〜Ｊｎはオアゲー
トに１〜Ｋｎの出力によりそれぞれ制御される。それら
のオアゲートの１つの入力端子は信号φ２を受け、他の
入力端子は排他的オアゲートし１〜Ｉｎの出力をそれぞ
れ受ける。排他的オアゲートＬ１〜Ｌｎの１つの入力端
子はフリップフロップ２２の出力端子Ｑに接続され、他
の入力端子は可逆カウンタ１６の最上位から０桁の出力
端子のうちのそれぞれの出力端子に接続される。

このようにして、切換えられる各コンデンサはカウンタ
のそれぞれの出力により制御できる。それらのコンデン
サの容ωはカウンタの上位０桁の出力２進虫みづけに対
応する２進重みに従って重みづけられ、うえられｊζ２
進重みのコンデン十ノは同じ２進ｍみのカウンタの出力
により制御される。

コンデンサＣ１はカウンタの最下位出力により制御され
る。カウンタの最上位の出力によりａｉｌｌ　ｔｌ’Ｏ
されるコンデンサＣｎの８帛は２　　　Ｃ１であり、コ
ンデンサＣｎ−１の客間は２　　０１等である。

コンデンサＣ１の８缶と同じ容色を有するコンデンサＣ
’　　１も設けられる。このコンデン→ノは比較器１２
の反転入力端子と中間点Ｇの間に直結される。Ｉｔｓに
、コンデンサＣ１〜Ｃｎの容品の和に等しい容Ｉｎ（２
）Ｃ１を有する補助コンデンサＣｎ−１の第１の端子が
、他のコンデンサＣ１〜ＣｎおよびＣ’　１と同様に比
較器１２の反転入力端子へ接続され、第２の端子は補助
スイッチＪｎ＋１に接続される。その補助スイッチはそ
の第２の端子を基準電位■、。、または中間点Ｇへ接続
できるようにする。その補助スイッチはオアゲートＫｎ
＋１により制御され、そのオアゲートの１つの入力端子
は信号φ２を受け、他の入力端子は信号■１の符号を格
納するフリップフロップ２２の出力Ｑを受ける。

可逆カウンタのカウントを増加または減少させるために
その可逆カウンタに与えられるクロック信号が、１つの
入力端子に信号φ１を受け、かつ他の入力端子にカウン
タからあふれ出力ＣＯを受けるオアゲート２４から与え
られる。そのあふれ出力ＣＯは、カウントアツプ動作中
にカウンタのカウントが１（２火照に達した時、またカ
ウンタダウン動作中にカウントが最小値に透した時に、
１を通る。カウンタのカウントは信号φ１の立上り縁部
の間に増加または減少し、最大値または最小値をこえる
ことを禁止する。

最後に、方形波パルスφ２の立上り縁部中に（比較器の
出力の状態に従って）切換えが行われるように、フリッ
プフロップ２２のトリガ入力端子はインバータにより反
転された信号φ２を受ける。

次に、第３図に示ず回路の動作を説明する。

切換え制卸回路により定められる各期間に対して３つの
主な段階、すなわら、信号φ２とφ１が１である予充電
段階と、信号φ１が０で、信号φ２が依然として１であ
る符号ｖ１を決定する段階と、信号φ１とφ２が共にＯ
である比較段階とを識別することが可能である。

ａ）　予充電段階ニ 一信号φ２＝１であるから、コンデンサＣ１〜Ｏｎの第
２の端子がスイッチＪ１〜Ｊｎにより中間点Ｇに接続さ
れる。

一信号φ１−１であるから中間点Ｇは入力電圧ｖ１をス
イッチ１２により受ける。

−信号φ２＝１であるから、コンデンサＯｎ＋１の第２
の端子は阜１Ｆ−電位Ｖ、。１に接続される。

−最後に、信号φ１−φ′　１＝１であるから、全ての
コンデンサ０１〜Ｃｎ、Ｃ’　　１．Ｃ’　　ｎｌの第
１の端子が接地される。

コンデンサＣ１〜αｎとＣ’　　１はそれぞれの電荷Ｃ
ＩＶ１．Ｃ２Ｖ２．ＣｎＶ１．Ｃ’　１Ｖ１をとる。コ
ンデンサＣｎ＋１は電７句Ｖｒｅｒをとる。

全てのコンデン１すの第１のの端子が接続されている共
通点には下記の全電荷が存在する。・−Ｃ１Ｖ　１　−
　　Ｃ２Ｖ　１　・・・ＣｎＶ　１−　Ｃ’　　１　Ｖ
　１−　Ｃｎ４１　　Ｖ、。［予充電段階の終る直前に
、ヴーなわら、（５月φ１が０を通る直前に、信号φ′
　１がＯをスイッチ１１を開き、入力端子（高インピー
ダンス）上の前記全逢゛拘を比較器１２から分離する。

ｂ）　入力電圧ｖ１の符号を決定する段階開かれている
スイッチ１１と、状態を換えて中間点Ｇを接地りるスイ
ッチＩ２を除き、スイッチは予充電段階における位置と
同じ位置をとる。

基準電位ｖｒｅｆにあるコンデンサＣｎ＋　ｉを除き、
コンデンサ全ての第２の端子は接地されており、第２の
端子から分離されていて、電荷が充電されている結果と
して第２の端子が電位−ｖｌに保たれているために、そ
の電位−ｖｌは比較器１２の反転入力端子に現われる。

それから、入力電圧ｖ１が正であれば比較器１２は論理
状態１を供給し、入力電圧ｖ１が負であれば比較器１２
は論理状態Ｏを供給する。

その状態は信号φ２の立下り縁部まで保たれる。

これはＮ”？ｒ決定段階の終了を定める。その立下り縁
部においては、フリップフロップ２２の出力Ｑは比較器
の出力により果される状態をとり、フリップフロップ２
２の出力Ｑはそれに対する相補状態をとる。そうすると
フリップフロップの状態は完全な周期の間保たれる。

Ｃ）　比較段階 全ての揚台において、スイッチ１１は高インピーダンス
状態に保たれる（比較器１２のどの心流およびそれに接
続されている第１の端子から分離される）。スイッチ１
１２は中間点Ｇをアース電位に保つ。切換えサイクル中
に入力電圧ｖ１が正であるか、負であるかに応じて、２
つの場合を識別することが可能である。

１、　Ｖｌが正。

オアゲートＫ。−１がフリップフロップ２２のＱ−１を
スイッチＪｎ＋１へ送るから、そのスイッチは初期状君
にある。

フリップフロップ２２から状態１を受ける排他的オアゲ
ート１〜Ｉｎは可逆カウンタ１６の上位０桁の出力を反
転させる。オアゲートに１〜Ｋｎがそれらの反転された
状態をスイッチＪ１〜Ｊｎを制御するのに使用するため
にそれらの状態を送る。

したがって、重みｎの出力が１であると、スイッチＪｎ
ｌまコンデンサＣｎの第２の端子を基準電位Ｖ、。、に
接続するために切換えられる。それとは逆に、前記出力
がＯであると、スイッチＪｎは切換えられず、コンデン
サＣｎの第２の端子を中間点Ｇに接続されたままにし、
したがって接地したままにする。同様にして、対応する
重みの出力が１の時に、各コンデンサ０１〜Ｃｎの第２
の端子が基準電位Ｖｒｅｆに接続され、前記出力が○の
時には前記第２の端子はＯ電位にさ秩る。

したがって、切換えられるコンデンサの第２の端子の共
通ｍ　Ｉｆｆは値Ｖをとるから、比較器の入力端子に接
続されている種々のコンデンサの電′ｖＪ×の和が最初
に充電されていた電荷を平衡させる。

その電荷の和は次の通りである。

−Ｃ１Ｖ　１−　Ｃ２Ｖ　１　・・・−Ｃｎ　Ｖ　１−
Ｃ’　　１　Ｖｌ−Ｇｏ、、　Ｖ、。、　　　　　　　
　＜　１　＞電位Ｖがコンデンサの第１の単位に存在す
る時に、コンデンサの電荷を計算するためには、コンデ
ンサの値はカウンタの出力の重みに従って重みづけられ
た８伍を有することを思い出さなければならない。カウ
ンタのそれらの出力はいま基ｔＷ　電位Ｖｒｃｆまたは
電位０をそれらのコンデンサｎ−１ｎ−２ （Ｃｎ−２Ｃ１：Ｃ−２ＣＬＷ）へ ｎ＋１ 個々に与える動作を制御する。

ｎがカウンタの内容「内容」という詔は、ここでは最上
位の出力端子のみに存在する内容を意味するものと理解
されたい）であるとすると、電荷の和は次の通りとなる
。

（Ｃ１”　・・・Ｃｎ　）　Ｖ　　Ｎ　Ｖ　ｒｅｆ　Ｃ
１”　Ｖ　Ｃ’　１＋（Ｖ−Ｖ　　　）Ｃ（２） ｒａｆｎ＋１ Ｃ，４，＝Ｃ１＋−＋Ｃｎ＝　（２°−１）Ｃ１および
Ｃ’１−０１：であるから、（２式）の（４）％式％ ｎ→１ Ｖ　　（２−１）Ｃ１＝　　（ｎＶ　　　　−Ｖｌ　　
−ｃｆ ２°　）Ｃ１ また１ま が得られる。

したがって、比較器の入力端子に与えられる電位Ｖは前
記差信号、すなわち、入力端子（■１）とカウンタのカ
ウントＮに比例するｍ ＜Ｎ−Ｖｒ８．／２　　）との差を表す信号を表す。

差信号Ｖｌ−Ｎ−Ｖ、８．／２　　カｌ４）Ｒハｉｔ、
岐器１２は論理状態１を供給し、その差信号が貞の旧は
比較器１２は論理状態Ｏを供給する。この状態はカウン
タのかと動作の向きを定める。すなわら、Ｎ−Ｖ、。、
／２　が入力電圧Ｖ１より低い時はカウントアツプ動作
であり、それとは逆の場合にはカウントダウン動作であ
る。

このようにして定められるカウンタのカウントアツプ動
作またはカウントダウン動作は信号φ１の立上り縁部、
すなわち、比較段階の終った時と、次の周期の予充電段
階の開始の時に行われる。

２、　ここで説明しているｔａＵ間中は入力電圧ｖ１は
口である。

そうすると、カウンタのカウントを表ｔｆｎＮ・Ｖ、８
．／２　　を入力電圧ｖ１の絶対値、すなわち−■・と
比較することが必要である。

シタカッチ、差信号−Ｖ　１−Ｎ　−Ｖ、。、　／２　
　、すなわち、比較器１２の負入力端子に に等しい電位Ｖを与える必要がある。しかし、電位 を形成すること、およびそれから、比較器の出力により
与えられるカウント７７７０１作命令およびカウントダ
ウン動作命令を逆にすることが可能である。これまでの
説明かられかるようにそれはここで行われるものであり
、命令を逆にすることは、フリップフロップ２２の出力
Ｑ＝１により制御さじる排他的オアゲート２０により行
われる。

入力電圧ｖ１が正の時に■の計算のために行われる動作
が再び行われると、コンデンサＣｎ＋１が中間点Ｇに接
続される。したがって接地される位置にスイッチＪｎ＋
１が切換えられる。

排他的オアゲートし１〜ｌ−ｎはもはやカウンタのＮ個
の出力の状態を反転させない。したがって、重み口の出
力が１であるとすると、スイッチＪ１が切換えられるて
、コンデンサＣ２の第２の端子を中間点Ｇに接続したま
まにし、したがって接地したままにする。それとは逆に
、その出力がＯであると、スイッチはコンデンサＯｎを
ｍｔｔｔ＝位Ｖ、。ｔに接続するために切換えられる。

他のコンデンサＣ１〜Ｃｎ−１に対しても同じ動作が行
なわれる。

コンテン１ノの第１のの端子における共通電位は１直■
をとるから、種々のコンデンサの電荷の和が最初に充電
された電荷を平衡させる。

−Ｃ１Ｖ　１−　Ｃ２Ｖ　１−−−−−　Ｃｎ　Ｖ　１
−Ｃ’　　Ｉ　Ｖｌ−Ｃｏ＋１■ｒｃｆ　　　　　　　
　（１）であるから、コンデンサの電荷の和は （Ｃ１＋−＋Ｃｎ）Ｖ−（ＣＩ　＋−Ｃｎ）　■ｒａｔ
＋ｎＶｒｅ［＋Ｖ、Ｃ’　　１　＋ｖＣ，＋１　　　　
（４）に等しい。

（２）式について先に述べたと同様に、（４）式の１項
と４項を等しいとお゛くと次式が１７られる。

ｎ＋１ Ｖ（２−１）Ｃ１− Ｎ−Ｖ　　　Ｃ１−２°Ｃ１ ｅｆ または これは求めていたもの、すなわち、入力信号の整流され
たＩ（−Ｖｌ）とカウンタのカランｉ〜に比例する項と
の差を表す差信号に一致する。

したがって、信号φ１の立上り縁部において、電圧−Ｖ
ｌがＮ−Ｖ、。、／２　をこえるとカウンタのカウント
が増加し、逆の場合にはカウンタのカウントは減少する
。

第１図に示されている揚台のように、カウンタのカウン
トは入力は号Ｖ１の平均レベルを表す。

ここで説明している零では、カウンタの最上位ビットが
、そのレベルがＶｒｏｆ／２より畠いか、低いかを直接
示す。というのは、最上位のビットが１になった時にＮ
が２　　になり、コンデンサＣ１に等しいコンデンサＣ
′が、カウンタの最上位ビット出力の簡単な使用を非常
に正確に行えるようにするために、設けられているから
である。

明らかに、Ｎ−Ｖ、Ｑ、／２　　の増加速度が低くなる
と、検出された平均値を中心とするカウンタのカウント
の振動が遅くなり、その平均値を形成する時間が長くな
る（入力信号が消える場合に零復帰する時間と同様にし
て）。したがって、この点で妥協する必要がある。

最後に、第３図に示す回路におけるのと同様にして、切
換えられるコンデンサの実施例における入力電圧の模擬
整流について説明覆る。ｔ）の基準電圧源（−ｖｒｅｆ
）があるとすると、フリップフロップ２２が入力電圧の
負の符号を示ず時に、■、。１の代りにそれを使用でき
る。そうづると、コンデンサ０ｎ−ｔ−１またＬＬ　ｊ
ｌ他的オアゲートＬ１〜Ｌｎはもはや不要であるから、
それらは使用されない。そうすると、同様にして、入力
電圧■１が正の時に入力電圧Ｖ１とＮ−ｖｒｅｆ／２　
の比較が行われ、入力電圧■１が負の時には−Ｖ１と

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本的な回路を示すブロック図、第２
図は第１図に示す回路の動作を理解するために有用なタ
イミング波形図１、第３図は本発明の好適な実施例の回
路図、第４図は第３図に示す回路で使用される切換え制
御信号のタイミング波形図である。 １０・・・全波整流器、１２・・・比較器、１４・・・
デジタル−アナログ変換器、１６・・・可逆カウンタ、
２２．１フリツプフロツプ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、クロック入力端子とアップ／ダウン制御入力端子お
   よび出力端子を有するアップ／ダウンカウンタと、この
   カウンタの前記アップ／ダウン制御入力端子に接続され
   た出力端子と差動入力端子を有するアナログ比較器と、
   前記カウンタの出力端子に接続される第１の入力端子と
   検出すべきアナログ信号を受ける第２の入力端子および
   検出すべきアナログ信号の電圧レベルとカウンタの内容
   に比例する量との差を表す差信号を生じて、その差信号
   を比較器の入力端子へ与える出力端子を有して、差信号
   を形成する手段と、カウンタの前記クロック入力端子に
   カウント周波数を与えるクロック手段とを備え、前記周
   波数は、零から最大値へのカウンタのカウントの増大の
   持続時間が検出すべき信号レベル検出器の平均周期をこ
   えるようなものであることを特徴とするアナログ信号レ
   ベル検出器。 ２、特許請求の範囲第１項記載の検出器であって、差信
   号を形成する前記手段はデジタル−アナログ変換器を備
   え、このデジタル−アナログ変換器の入力端子はカウン
   タの出力端子に接続され、前記デジタル−アナログ変換
   器の出力端子は比較器の前記差動入力端子の第１の回路
   点に接続され、前記アナログ信号は整流されて差動入力
   端子の第２の回路点に接続され、前記差信号は比較器の
   入力端子における差電圧により構成されることを特徴と
   する検出器。 ３、特許請求の範囲第１項記載の検出器であって、差信
   号を形成する前記手段は１群の切換えられるコンデンサ
   と、切換え制御回路と、基準電圧源と、マルチプレクシ
   ング回路とを備え、コンデンサはカウンタの出力の２進
   重みと同じ２進重みに従ってそれぞれ重みづけられた容
   量を有し、切換え制御回路はカウンタのカウンテイング
   周波数において、種々の位相の切換え制御信号を周期的
   なサイクルに従って形成し、前記マルチプレクシング回
   路は切換え制御回路およびカウンタの出力により制御さ
   れながら、前記アナログ信号、または基準電圧、あるい
   はアース電位をコンデンサへ個々に与えることができ、
   切換えサイクルは、予充電段階においてコンデンサが前
   記アナログ信号により全て充電され、その後で、充電さ
   れている電荷が分離されるが、比較段階においては、前
   記コンデンサが有するのと同じ２進重みを有するカウン
   タの出力が値０を有するか、１を有するかに応じて基準
   電位またはアース電位が各コンデンサの一方の極板に与
   えられるように、少なくとも１つの予充電段階と比較段
   階を有し、各コンデンサの他の極板は比較器の入力端子
   と接続され、その間予充電段階中に充電された電荷の和
   の全体的な分離を保つことを特徴とする検出器。 ４、特許請求の範囲第３項記載の検出器であって、切換
   え制御回路は各期間にアナログ信号の符号を決定するた
   めの付加段階を定め、決定された符号を格納するための
   レジスタが設けられ、そのレジスタの入力端子は比較器
   の出力端子に接続され、マルチプレクシング回路は、ア
   ナログ信号の反転されたものと、決定された符号が負の
   時に、カウンタの内容に比例する前記量との差を表す差
   信号を形成するためにレジスタの出力によっても制御さ
   れることを特徴とする検出器。 ５、特許請求の範囲第４項記載の検出器であって、符号
   決定段階中に、各コンデンサの一方の端子にアース電位
   が接続され、他方の端子は比較器の入力端子へ接続され
   、その間予充電段階中にコンデンサに充電された電荷の
   和の全体的な分離を保つことを特徴とする検出器。 ６、特許請求の範囲第５項、記載の検出器であって、カ
   ウンタの出力端子とマルチプレクシング回路の間に前記
   レジスタにより制御される排他的オアゲートが設けられ
   ることを特徴とする検出器。 ７、特許請求の範囲第１項記載の検出器であって、比較
   器の出力端子とカウンタのアップ／ダウン制御入力端子
   の間にも排他的オアゲートが設けられ、そのゲートは前
   記レジスタにより制御されることを特徴とする検出器。 ８、特許請求の範囲第３項記載の検出器であって、前記
   コンデンサの容量の和に等しい容量を有する付加コンデ
   ンサが比較器の入力端子と、前記レジスタにより制御さ
   れるスイッチの間に接続され、予充電段階中にそのコン
   デンサに基準電位が与えられ、比較段階中に、決定され
   た符号が正であるか、負であるかに従つて、基準電位ま
   たはアース電位がそのコンデンサに与えられることを特
   徴とする検出器。