JPS6190502A - 広帯域発振器 - Google Patents
広帯域発振器Info
- Publication number
- JPS6190502A JPS6190502A JP21296784A JP21296784A JPS6190502A JP S6190502 A JPS6190502 A JP S6190502A JP 21296784 A JP21296784 A JP 21296784A JP 21296784 A JP21296784 A JP 21296784A JP S6190502 A JPS6190502 A JP S6190502A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- amplifier
- frequency
- circuit
- output
- resonance circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は例えばマイクロ波帯（１〜３０ＧＩＩｚ ）
Ｔ：使用される発振器の改良に関するものである。
Ｔ：使用される発振器の改良に関するものである。
マイクロ波帯で使用される発振器は例えばトランジスタ
と空洞共振器等から構成されているが、この発振器を希
望の周波数で発振させる為の調整が一般に難しく、調整
しても比帯域（最高発振周波数／最低発振周波数で示さ
れる）が約０．５〜１゜０倍と狭かった。
と空洞共振器等から構成されているが、この発振器を希
望の周波数で発振させる為の調整が一般に難しく、調整
しても比帯域（最高発振周波数／最低発振周波数で示さ
れる）が約０．５〜１゜０倍と狭かった。
一方、マイクロ波帯よりも低い周波数帯域で使用される
ＩＣ化された非安定型マルチハイブレークの中には外部
にコンデンサ、線輪又は水晶片を付加する事により、発
振周波数を数ＭＨｚ〜数１００ＭＩｌｚに渡って可変す
る（比帯域は約１００倍）事が出来るものもある。
ＩＣ化された非安定型マルチハイブレークの中には外部
にコンデンサ、線輪又は水晶片を付加する事により、発
振周波数を数ＭＨｚ〜数１００ＭＩｌｚに渡って可変す
る（比帯域は約１００倍）事が出来るものもある。
そこで、マイクロ波帯でも調整が容易で、大きな比帯域
の得られるＩＣ化された広帯域発振器が要望されていた
。
の得られるＩＣ化された広帯域発振器が要望されていた
。
第６図は従来例のマイクロ波発振器の回路図を示す。
同図において、トランジスタ２のベース側に接続された
空洞共振回路１とエミッタ側にコンデンサ３が１妾続さ
れているが、トランジスタ２に適当な帰還回路を付加す
る事によりこの回路は発振条件を満足して空洞共振回路
１の共振周波数で発振し、端子４より発振出力が取出さ
れる。
空洞共振回路１とエミッタ側にコンデンサ３が１妾続さ
れているが、トランジスタ２に適当な帰還回路を付加す
る事によりこの回路は発振条件を満足して空洞共振回路
１の共振周波数で発振し、端子４より発振出力が取出さ
れる。
上記の発振回路を希望の周波数で発振させる為にはスト
レイ・インダクタンスやストレイ・キャパシタンス等の
影響を考慮して回路設計し、部品を所定の場所に配置す
ると共に、調整をしなければならない。
レイ・インダクタンスやストレイ・キャパシタンス等の
影響を考慮して回路設計し、部品を所定の場所に配置す
ると共に、調整をしなければならない。
しかし、この様な回路構成の場合は設計、調整等に時間
をかけても上記の様に比帯域が約０．５〜１．０倍位し
か得られず、広帯域マイクロ波発振器としての性能を持
っていなかったので、希望の周波数で発振する発振器を
その都度設計、製作せざるを得なかった。
をかけても上記の様に比帯域が約０．５〜１．０倍位し
か得られず、広帯域マイクロ波発振器としての性能を持
っていなかったので、希望の周波数で発振する発振器を
その都度設計、製作せざるを得なかった。
この為に工数がかかり、コストも高くなると云う問題点
があった。
があった。
上記の問題点は、第１の増幅器の出力側と第２の増幅器
の入力側、該第２の増幅器の出力側と該第１の増幅器の
入力側をそれぞれ接続する線路とアースとの間に第１の
共振回路及、び該第１の共振回路より低いＱを持つ第２
の共振回路をそれぞれ設けた本発明の広帯域発振器を使
用する事により解決する事ができる。
の入力側、該第２の増幅器の出力側と該第１の増幅器の
入力側をそれぞれ接続する線路とアースとの間に第１の
共振回路及、び該第１の共振回路より低いＱを持つ第２
の共振回路をそれぞれ設けた本発明の広帯域発振器を使
用する事により解決する事ができる。
本発明は、例えば約２０ Ｇ ｔｌ ｚ近く迄増幅する
事のできる超高周波用ＧａＡｓＦＥＴで構成した増幅器
２個をリング状に従属接続して帰還型発振器を構成する
。この時、第１のＦＩＥＴ増幅器の出力側部ら第２のＦ
ＥＴ増幅器の入力側とアースの間に第１の共振回路を、
第２のＦＥＴ増幅器の出力側部ぢ第１の［’ＥＴ増幅器
入力側とアースの間に第２の共振回路をそれぞれ接続す
る。
事のできる超高周波用ＧａＡｓＦＥＴで構成した増幅器
２個をリング状に従属接続して帰還型発振器を構成する
。この時、第１のＦＩＥＴ増幅器の出力側部ら第２のＦ
ＥＴ増幅器の入力側とアースの間に第１の共振回路を、
第２のＦＥＴ増幅器の出力側部ぢ第１の［’ＥＴ増幅器
入力側とアースの間に第２の共振回路をそれぞれ接続す
る。
この様な接続の場合、Ｑの低い第２の共振回路は前記広
帯域増幅器の周波数特性を制限する役割をしている。
帯域増幅器の周波数特性を制限する役割をしている。
そして、この発振器の発振周波数はＱの高い第１の共振
回路の共振周波数で発振する事になるが、Ｑが高いので
出力に含まれるＦ？Ｉ性雑音は抑圧される。
回路の共振周波数で発振する事になるが、Ｑが高いので
出力に含まれるＦ？Ｉ性雑音は抑圧される。
即ち、第１の共振回路の共振周波数を変化させる事によ
り、第２の共振回路で制限された周波数範囲内の任意の
点で発振させる事ができるので、第２の共振回路のＱを
小さくする事により比帯域の大きな広帯域発振器を構成
する事ができる。
り、第２の共振回路で制限された周波数範囲内の任意の
点で発振させる事ができるので、第２の共振回路のＱを
小さくする事により比帯域の大きな広帯域発振器を構成
する事ができる。
第１図（ａ）は本発明の１実施例の回路図を、第１図Ｔ
ｂｌは第１図（ａ）の等価回路図を、第１図（Ｃ）は第
１図Ｔｂ）の減衰特性図をそれぞれ示す。
ｂｌは第１図（ａ）の等価回路図を、第１図（Ｃ）は第
１図Ｔｂ）の減衰特性図をそれぞれ示す。
尚、全図を通じて同一記号は同一対象物を示す。
第１図（ａｌにおいて、線輪とコンデンサの並列回路か
ら構成される共振回路７及び８を除去すると、ＦＥＴ
５及び６で構成された通常の非安定マルチバイブレーク
となり出力波は矩形波で数１００ＭＨｚ以下でしか発振
しない。
ら構成される共振回路７及び８を除去すると、ＦＥＴ
５及び６で構成された通常の非安定マルチバイブレーク
となり出力波は矩形波で数１００ＭＨｚ以下でしか発振
しない。
しかし、この非安定マルチバイブレークに共振回路７及
び８を付加すると、通常の線形的帰還発振器の構成にな
り正弦波が出力される。
び８を付加すると、通常の線形的帰還発振器の構成にな
り正弦波が出力される。
この回路の等価回路は第１図（ｂ）に示す様に、従属接
続され、ループ状に構成された増幅器のそれぞれの出力
側に共振回路が接続されたものとなる。
続され、ループ状に構成された増幅器のそれぞれの出力
側に共振回路が接続されたものとなる。
この回路の動作は下記の様である。
例えば、ｅ点で発生した熱雑音は増幅器９で増幅され共
振回路７で選択された後、増幅器ＩＯ及び共振回路８で
更に増幅・選択されｅ点に正帰還され発振する。
゛ 尚、この様な構成でマイクロ波を発振させる為には、マ
イクロ波が伝搬する線路２例えば増幅器１０から９への
線路等は極力短くする必要がある為に、第１図（ａｌに
示す様なマルチバイブレーク構成にすると共に、増幅素
子としては例えば約２０ＧＨｚ程度迄増幅する事のでき
るＧａＡＳＦＥＴを使用する。
振回路７で選択された後、増幅器ＩＯ及び共振回路８で
更に増幅・選択されｅ点に正帰還され発振する。
゛ 尚、この様な構成でマイクロ波を発振させる為には、マ
イクロ波が伝搬する線路２例えば増幅器１０から９への
線路等は極力短くする必要がある為に、第１図（ａｌに
示す様なマルチバイブレーク構成にすると共に、増幅素
子としては例えば約２０ＧＨｚ程度迄増幅する事のでき
るＧａＡＳＦＥＴを使用する。
又、２つの共振回路７及び８のＱは、例えば前者は後者
よりも低くする。
よりも低くする。
上記の様な条件を満足する第１図（ａ）の発振回路の減
衰量特性は、第１図（Ｃ）に示す様になる。
衰量特性は、第１図（Ｃ）に示す様になる。
即ち、図中の■は低Ｑ共振回路７．■は高Ｑ共振回路８
のみを付加した場合を示し、発振回路の綜合減衰特性は
■と■の和となり共振周波数ｆｏで発振する。
のみを付加した場合を示し、発振回路の綜合減衰特性は
■と■の和となり共振周波数ｆｏで発振する。
次に、異なるＱの共振回路を使用すると云う事は、下記
の様な意味がある。
の様な意味がある。
（１） 発振周波数の粗調整を共振回路７で行い、微
調整を共振回路８で行う。
調整を共振回路８で行う。
（２）共振回路のＱが異なる為に、多くの共振点でのス
プリアス発振を押さえ希望の発振周波数でのみ発振させ
る効果がある（例えば第１図（Ｃ）の■のａ−６点で減
衰量は殆ど無くなるのでスプリアス発振の可能性が大で
あるが、■での減衰量が充分数れているのでループとし
てはスプリアス発振を押さえる事ができる）。
プリアス発振を押さえ希望の発振周波数でのみ発振させ
る効果がある（例えば第１図（Ｃ）の■のａ−６点で減
衰量は殆ど無くなるのでスプリアス発振の可能性が大で
あるが、■での減衰量が充分数れているのでループとし
てはスプリアス発振を押さえる事ができる）。
第２図〜第４図は本発明の別の実施例の回路図である。
第２図において、点線より下の部分はＧａＡｓ基板の上
に、上の部分（外部負荷回路）は例えば金属板上に設け
られたアルミナ基板上にそれぞれ形成されるが、後者の
構成要素である低Ｑ共振回路７は線輪１３とコンデンサ
１５で構成され、高Ｑ共振回路８は結合線路１２．誘電
体共振器１１及び終端抵抗器１４で構成されているが、
ｄ点から矢印の方を見たインピーダンスを無限大にする
為に結合線路上り一λ／２の点を誘電体共振器１１との
結合点にする。
に、上の部分（外部負荷回路）は例えば金属板上に設け
られたアルミナ基板上にそれぞれ形成されるが、後者の
構成要素である低Ｑ共振回路７は線輪１３とコンデンサ
１５で構成され、高Ｑ共振回路８は結合線路１２．誘電
体共振器１１及び終端抵抗器１４で構成されているが、
ｄ点から矢印の方を見たインピーダンスを無限大にする
為に結合線路上り一λ／２の点を誘電体共振器１１との
結合点にする。
尚、結合線路１２はストリップラインで構成されライン
の特性インピーダンスと終端抵抗器１４のインピーダン
スは等しくなっている。
の特性インピーダンスと終端抵抗器１４のインピーダン
スは等しくなっている。
第３図は第２図のコンデンサをダイオードに逆バイアス
を加える事により形成したもので、線輪２０とバラクタ
・ダイオード１６とで低Ｑ共振回路７を構成し、ダイオ
ード１７〜１９は直流阻止コンデンサとして使用する。
を加える事により形成したもので、線輪２０とバラクタ
・ダイオード１６とで低Ｑ共振回路７を構成し、ダイオ
ード１７〜１９は直流阻止コンデンサとして使用する。
第４図は第３図に出力取出用バッファ回路２１．２２を
接続したものである。
接続したものである。
第５図（ａ）〜ＴＣ）は第３図、第４図のデータの１例
を示す。
を示す。
第５図（ａ）は発振波の信号対雑音比の測定値で、発振
周波数ｆｏから離れた周波数の点において３．１ＫＨｚ
の帯域幅に落ちるＦＭ性雑音のレベルと、周波数偏移が
２００ ＫＨｚ ｒｍｓのＦＭ波を復調した時のレベル
との比からＳ ／Ｎを求めている。
周波数ｆｏから離れた周波数の点において３．１ＫＨｚ
の帯域幅に落ちるＦＭ性雑音のレベルと、周波数偏移が
２００ ＫＨｚ ｒｍｓのＦＭ波を復調した時のレベル
との比からＳ ／Ｎを求めている。
この図から判る様に、高Ｑ共振回路によりＳ／Ｎ比が大
幅に改善される。
幅に改善される。
第５図（ｂｌ及び（Ｃ１は高Ｑ共振回路８が無い場合。
有る場合の発振周波数と出力とを示す図で、誘電体共振
器が無い場合の発振周波数は約８〜９．３Ｇｌｌｚ位の
間の任意の周波数で発振が可能であるが、誘電体共振器
が有る場合の発振可能周波数幅は約０８９３ＧＨｚであ
る。
器が無い場合の発振周波数は約８〜９．３Ｇｌｌｚ位の
間の任意の周波数で発振が可能であるが、誘電体共振器
が有る場合の発振可能周波数幅は約０８９３ＧＨｚであ
る。
即ち、上記の様な回路構成を取る事により、Ｓ／Ｎのよ
い広帯域発振器を構成する事ができる。
い広帯域発振器を構成する事ができる。
又、外部負荷回路以外の部分は広帯域な周波数特性を持
っているので、この部分のＩＣ化が可能となりコストダ
ウンが可能となった。
っているので、この部分のＩＣ化が可能となりコストダ
ウンが可能となった。
以上説明した様に、低Ｑ共振回路で広帯域増幅器の周波
数特性を粗に制限し、外部負荷回路である高Ｑ共振回路
で所望の周波数特性に制限して発振させる様にしたので
、外部負荷回路を交換する事により前記の制限された帯
域内の任意の周波数の波を容易に得る事ができる。
数特性を粗に制限し、外部負荷回路である高Ｑ共振回路
で所望の周波数特性に制限して発振させる様にしたので
、外部負荷回路を交換する事により前記の制限された帯
域内の任意の周波数の波を容易に得る事ができる。
又、外部付加回路の部分以外は広帯域周波数特性を持つ
ので汎用性がありＩＣ化が可能となりコストダウンが可
能となった。
ので汎用性がありＩＣ化が可能となりコストダウンが可
能となった。
第１図（ａ）は本発明の実施例の回路図、第１図（ｂ）
は第１図（ａ）の等価回路図、第１図（Ｃ）は第１図ｆ
ｂ）の減衰量特性図、第２図〜第４図は本発明の別の実
施例の回路図、第５図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の電気的
特性図、第６図は従来の回路図を示す。 図において、 ５．６はＧａＡｓＦＥＴ 、 ７は低Ｑ共振回路、８
は高Ｑ共振回路、 １１は誘電体共振器、１２は結合線
路、 １６〜１９はダイオードを示す。 ＊Ｉ Ｎ （α９ 半１ 問 （Ｃ〕 ｈ 町灸牧 草２Ｎ 亨３阿 了 ４４−呵 第５ 目 オフキャリア 輯；メミ教（Ｈ〃 （ｂ）（り 避電尺（ｖ）
は第１図（ａ）の等価回路図、第１図（Ｃ）は第１図ｆ
ｂ）の減衰量特性図、第２図〜第４図は本発明の別の実
施例の回路図、第５図（ａ）〜（Ｃ）は本発明の電気的
特性図、第６図は従来の回路図を示す。 図において、 ５．６はＧａＡｓＦＥＴ 、 ７は低Ｑ共振回路、８
は高Ｑ共振回路、 １１は誘電体共振器、１２は結合線
路、 １６〜１９はダイオードを示す。 ＊Ｉ Ｎ （α９ 半１ 問 （Ｃ〕 ｈ 町灸牧 草２Ｎ 亨３阿 了 ４４−呵 第５ 目 オフキャリア 輯；メミ教（Ｈ〃 （ｂ）（り 避電尺（ｖ）
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、第１の増幅器の出力側と第２の増幅器の入力側、該
第２の増幅器の出力側と該第１の増幅器の入力側をそれ
ぞれ接続する線路とアース間を、第１の共振回路及び該
第１の共振回路のＱよりも低いＱを有する第２の共振回
路でそれぞれ接続した事を特徴とする広帯域発振器。 ２、前記第１の共振回路が誘電体共振器及び結合線路と
から構成された事を特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の広帯域発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21296784A JPS6190502A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 広帯域発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21296784A JPS6190502A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 広帯域発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6190502A true JPS6190502A (ja) | 1986-05-08 |
Family
ID=16631256
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21296784A Pending JPS6190502A (ja) | 1984-10-11 | 1984-10-11 | 広帯域発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6190502A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6259759A (ja) * | 1985-09-10 | 1987-03-16 | 吉川工業株式会社 | コンクリ−ト型枠 |
| EP0518251A1 (en) * | 1991-06-10 | 1992-12-16 | Alliant Techsystems Inc. | Voltage controlled oscillator |
| US5266957A (en) * | 1991-06-10 | 1993-11-30 | Alliant Techsystems Inc. | Proximity fuze transceiver |
| JP2006180513A (ja) * | 2004-12-22 | 2006-07-06 | Agere Systems Inc | 容量結合周波数制御をもつ低電力分散ｃｍｏｓ発振器回路 |
-
1984
- 1984-10-11 JP JP21296784A patent/JPS6190502A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6259759A (ja) * | 1985-09-10 | 1987-03-16 | 吉川工業株式会社 | コンクリ−ト型枠 |
| JPH0340181B2 (ja) * | 1985-09-10 | 1991-06-18 | ||
| EP0518251A1 (en) * | 1991-06-10 | 1992-12-16 | Alliant Techsystems Inc. | Voltage controlled oscillator |
| US5266957A (en) * | 1991-06-10 | 1993-11-30 | Alliant Techsystems Inc. | Proximity fuze transceiver |
| JP2006180513A (ja) * | 2004-12-22 | 2006-07-06 | Agere Systems Inc | 容量結合周波数制御をもつ低電力分散ｃｍｏｓ発振器回路 |
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