JPS6159949A - 選択制御搬送波再生方式 - Google Patents
選択制御搬送波再生方式Info
- Publication number
- JPS6159949A JPS6159949A JP59180635A JP18063584A JPS6159949A JP S6159949 A JPS6159949 A JP S6159949A JP 59180635 A JP59180635 A JP 59180635A JP 18063584 A JP18063584 A JP 18063584A JP S6159949 A JPS6159949 A JP S6159949A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- modulation
- points
- carrier wave
- voltage
- controlled oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は無線通信システムにおける選択制御搬送波再生
方式に関する。
方式に関する。
送信系よシ無線によってデータを送信し、受信系におい
てそのデータを復調し再生するという無線通信システム
においては、搬送波に対し、データに基づくディジタル
変調が加えられる。このディジタル変調としては従来よ
り種々の方式が実用に供されている。この中で本発明は
特に多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）につ
いて言及する。このＱＡＭ方式の無線通信システムは、
送信すべきデータの搬送波に、位相成分および振幅成分
について変調を加え、模式的に、データに対応する多数
の変調点を平面上に配置して送信するというものでちる
。このため、一度に多量のデータを送信でき無線伝送路
の伝送容量を大幅に増大することができる。
てそのデータを復調し再生するという無線通信システム
においては、搬送波に対し、データに基づくディジタル
変調が加えられる。このディジタル変調としては従来よ
り種々の方式が実用に供されている。この中で本発明は
特に多値直交振幅変調方式（ＱＡＭ：Ｑｕａｄｒａｔｕ
ｒｅ ＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）につ
いて言及する。このＱＡＭ方式の無線通信システムは、
送信すべきデータの搬送波に、位相成分および振幅成分
について変調を加え、模式的に、データに対応する多数
の変調点を平面上に配置して送信するというものでちる
。このため、一度に多量のデータを送信でき無線伝送路
の伝送容量を大幅に増大することができる。
かくして多数の変調点が形成されるが、その変訓点の数
は１６値、３２値等に及ぶ。この場合における受信系で
の大事な機能の１つとして、同期検波用の基準搬送波の
再生がある。この再生搬送波は原データの復調に用いら
れる。通常は、多値ＱＡＭ方式の中で１６値ＱＡＭ方式
が主に採用されているが、この場合の基準搬送波の再生
には、一般に選択制御搬送波再生方式が用いられる。こ
の再生方式では、通常の４相位相変調方式（ＰＳＫ ：
Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で用いられて
いるのと同様の手法が用いられている。すなわち、搬送
波再生回路に位相選択制御機能を持たせたいわゆる逓倍
方式（２逓倍、４逓倍等）が良く知られている。
は１６値、３２値等に及ぶ。この場合における受信系で
の大事な機能の１つとして、同期検波用の基準搬送波の
再生がある。この再生搬送波は原データの復調に用いら
れる。通常は、多値ＱＡＭ方式の中で１６値ＱＡＭ方式
が主に採用されているが、この場合の基準搬送波の再生
には、一般に選択制御搬送波再生方式が用いられる。こ
の再生方式では、通常の４相位相変調方式（ＰＳＫ ：
Ｐｈａｓｅ ５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）で用いられて
いるのと同様の手法が用いられている。すなわち、搬送
波再生回路に位相選択制御機能を持たせたいわゆる逓倍
方式（２逓倍、４逓倍等）が良く知られている。
第４図は本発明が適用される叱潜受信装置の従来の構成
例を示すブロック図である。ただし、ＩＦ入力信号を受
信した後の系のみを取り出して示す。本図において、Ｉ
Ｆ、ｎはＩＦ入力信号であυ、送信系からの変調された
送信信号を受信した後、ＩＦ帯に落した信号である。工
ＦｉｎはＡＧＣ増幅器１１を経てハイブリッド回路１２
に印加され、工（Ｉｎｐｈａｓｅ ）−ａｈ（ｃｈａｎ
ｎｅｌ ）ミキサー３ＩとＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）
−Ｃｈミキサー３Ｑとに分＞ｉされる。
例を示すブロック図である。ただし、ＩＦ入力信号を受
信した後の系のみを取り出して示す。本図において、Ｉ
Ｆ、ｎはＩＦ入力信号であυ、送信系からの変調された
送信信号を受信した後、ＩＦ帯に落した信号である。工
ＦｉｎはＡＧＣ増幅器１１を経てハイブリッド回路１２
に印加され、工（Ｉｎｐｈａｓｅ ）−ａｈ（ｃｈａｎ
ｎｅｌ ）ミキサー３ＩとＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）
−Ｃｈミキサー３Ｑとに分＞ｉされる。
一方、ミキサー３Ｉには電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７
からの再生搬送波Ｃｒが、ノ・イブリッド回路１５を介
して印加され、ミキシングが行われる。
からの再生搬送波Ｃｒが、ノ・イブリッド回路１５を介
して印加され、ミキシングが行われる。
同様に、ミキサー３Ｑには、ハイブリッド回路１５およ
び一移相器１′６を介してＣｒが印加され、ミキシング
が行われる。ミキシングされた、ミキサー３Ｉおよび１
３Ｑからの信号はそれぞれ帯域制限フィルター４Ｉおよ
び１４Ｑを通して、ベースバンド信号ＢＢＩおよびＢＢ
Ｑとなる。さらにこれらの信号ＢＢＩおよびＢＢＱは識
別器１８に供給され、１６値ＱＡＭであれば４ビツト（
２’ ＝ １６ ）の原データｄｉ、ｄ２．ｄ３および
ｄ４を再生する。
び一移相器１′６を介してＣｒが印加され、ミキシング
が行われる。ミキシングされた、ミキサー３Ｉおよび１
３Ｑからの信号はそれぞれ帯域制限フィルター４Ｉおよ
び１４Ｑを通して、ベースバンド信号ＢＢＩおよびＢＢ
Ｑとなる。さらにこれらの信号ＢＢＩおよびＢＢＱは識
別器１８に供給され、１６値ＱＡＭであれば４ビツト（
２’ ＝ １６ ）の原データｄｉ、ｄ２．ｄ３および
ｄ４を再生する。
第５図は１６値ＱＡＭの変調点配置を示す図であシ、横
軸を１軸とすれば縦軸はＱ軸である。４つの象限の各々
に４つの変調点（白丸および黒丸で示す）があり、全体
で１６値の変調点が存在する。
軸を１軸とすれば縦軸はＱ軸である。４つの象限の各々
に４つの変調点（白丸および黒丸で示す）があり、全体
で１６値の変調点が存在する。
各変調点が１つのデータ（ｄ１〜ｄ４）を表わすから、
全体で１６通りのデータが区別される。この区別を行う
のが識別器１８（第４図）である。
全体で１６通りのデータが区別される。この区別を行う
のが識別器１８（第４図）である。
識別器１８はスレッショルドＴ、およびスレッシヨルド
Ｔ２ （第５図）を割シ出し、これらスレッシボルドＴ
、、Ｔ、を基準に１６個の変調点を識別する。なお、こ
れらの変調点は如何なる時点をとっても、常にいずれか
１つのみしか出現しない。
Ｔ２ （第５図）を割シ出し、これらスレッシボルドＴ
、、Ｔ、を基準に１６個の変調点を識別する。なお、こ
れらの変調点は如何なる時点をとっても、常にいずれか
１つのみしか出現しない。
ところで、これら１６個の変調点は第５図に示す配置を
もって固定的に現われるものではなく、たとえば無線伝
送路の状態に応じて、同図中、左右上下にシフトする。
もって固定的に現われるものではなく、たとえば無線伝
送路の状態に応じて、同図中、左右上下にシフトする。
そこで、これら変調点のシフトに合わせて、スレッショ
ルドＴ１ 、Ｔｚｔ見かけ上矢印Ｘの方向に回転すると
いうことが行われている。具体的には、同図中の黒丸で
示す変調点Ａ、Ｂ、Ｃ〜ＨがスレッショルドＴ、、Ｔ２
に対しどちらにずれているかに応じて、第４図の電圧制
御発振器（ｖｃｏ）１７の発振周波数をわずかに変化さ
せる。つまり、再生搬送波Ｃｒの位相を変化させる。こ
のために、識別器１８は電圧制御・やルスＰをＶＣＯ１
７に与える。
ルドＴ１ 、Ｔｚｔ見かけ上矢印Ｘの方向に回転すると
いうことが行われている。具体的には、同図中の黒丸で
示す変調点Ａ、Ｂ、Ｃ〜ＨがスレッショルドＴ、、Ｔ２
に対しどちらにずれているかに応じて、第４図の電圧制
御発振器（ｖｃｏ）１７の発振周波数をわずかに変化さ
せる。つまり、再生搬送波Ｃｒの位相を変化させる。こ
のために、識別器１８は電圧制御・やルスＰをＶＣＯ１
７に与える。
第６図は電圧制御・ぐルスＰの波形例を示す図であシ、
横軸は時間ｔである。仮に第Ｓ図の変調点Ａが同図中の
ｘ、ｙおよび２の各点（Ｘ印）にシフトしたとすれば、
スレッショルドＴ１がこれら１．７および２に追従する
ように再生搬送波Ｃｒの位相を変化させる。つｔｂ、第
６図の如き波形の制御電圧・臂ルスＰをＶＣＯ１７に与
える。識別器１８は、このような制御も行う。
横軸は時間ｔである。仮に第Ｓ図の変調点Ａが同図中の
ｘ、ｙおよび２の各点（Ｘ印）にシフトしたとすれば、
スレッショルドＴ１がこれら１．７および２に追従する
ように再生搬送波Ｃｒの位相を変化させる。つｔｂ、第
６図の如き波形の制御電圧・臂ルスＰをＶＣＯ１７に与
える。識別器１８は、このような制御も行う。
識別器１８は、前述のように変調点Ａ、Ｂ、Ｃ〜Ｈのみ
を判定対象として、再生搬送波Ｃｒの位相制御を行う。
を判定対象として、再生搬送波Ｃｒの位相制御を行う。
したがって、これら以外の白丸を付した変調点ａ、ｂ、
ｃｘｈについては、いずれにシフトしたかを監視する判
定対象にはなっていない。このため、変調点ａ ＋ ｂ
＋ ｃ−ｈの識別に際してはこれらａ ＋ ｂ ＋
Ｃ−ｈがＡ、Ｂ、Ｃ−Ｈとほぼ同様にシフトしているも
のとみなして、Ａ。
ｃｘｈについては、いずれにシフトしたかを監視する判
定対象にはなっていない。このため、変調点ａ ＋ ｂ
＋ ｃ−ｈの識別に際してはこれらａ ＋ ｂ ＋
Ｃ−ｈがＡ、Ｂ、Ｃ−Ｈとほぼ同様にシフトしているも
のとみなして、Ａ。
Ｂ、Ｃ−Ｈに関して得た電圧制御パルスＰを逐次更新し
ながらルーグフィルタ１９にて記憶しておき、この記憶
された・ぞルスＰをａ ＋ ｂ ＋ ｃ＝ｈに流用する
ということが行われている。
ながらルーグフィルタ１９にて記憶しておき、この記憶
された・ぞルスＰをａ ＋ ｂ ＋ ｃ＝ｈに流用する
ということが行われている。
ところが、実際には、Ａ、Ｂ、Ｃ−Ｈのシフトとａ ＋
ｂ ＋ ｃ−ｈのシフトとが常に一対一に比例すると
は限らず、ときには、Ａ、Ｂ、Ｃ−Ｈに関するシフト情
報をａ ｒ ｂ ｒ ｃｘｈに適用したがために却って
過制御になり、正しい識別が困難になるということも生
ずる。これは、いわゆる再生搬送波のジッタとして現わ
れ、識別誤シ、すなわちデータエラーにつながるという
問題点がある。
ｂ ＋ ｃ−ｈのシフトとが常に一対一に比例すると
は限らず、ときには、Ａ、Ｂ、Ｃ−Ｈに関するシフト情
報をａ ｒ ｂ ｒ ｃｘｈに適用したがために却って
過制御になり、正しい識別が困難になるということも生
ずる。これは、いわゆる再生搬送波のジッタとして現わ
れ、識別誤シ、すなわちデータエラーにつながるという
問題点がある。
本発明は上記問題点を解消した選択制御搬送波再生方式
を提供するもので、前記の電圧制御パルスＰとして、Ｐ
＋、Ｐ−およびＰｏの３値を採υ得るものとし、ここに
Ｐ＋およびＰ−は、再生搬送波Ｃｒの位相を進みおよび
遅れとするようなノＪ？ルスであって、Ｎ（Ｎは１６の
倍数）種の変調点のうち予め定めたＫ（Ｋ＜Ｎ）２ｍの
判定対象となる変調点に関し適用し、一方、判定対象と
ならない（Ｎ−１（）種の変調点については、電圧制御
発振器（ＶＣＯ）を非制御とするようなパルスＰ０を適
用するものである。
を提供するもので、前記の電圧制御パルスＰとして、Ｐ
＋、Ｐ−およびＰｏの３値を採υ得るものとし、ここに
Ｐ＋およびＰ−は、再生搬送波Ｃｒの位相を進みおよび
遅れとするようなノＪ？ルスであって、Ｎ（Ｎは１６の
倍数）種の変調点のうち予め定めたＫ（Ｋ＜Ｎ）２ｍの
判定対象となる変調点に関し適用し、一方、判定対象と
ならない（Ｎ−１（）種の変調点については、電圧制御
発振器（ＶＣＯ）を非制御とするようなパルスＰ０を適
用するものである。
判定対象とならない（Ｎ−Ｋ）種の変調点（ａｌｌ）、
ｃ−−ｈ）については、判定対象となるに種の変調点（
Ａ、Ｂ、Ｃ〜Ｈ）のシフト情報を流用しないようにした
ので、従前よりも識別情報が劣化することも起シうるが
、データエラーに至るまでのことはない。それよりも、
従前の場合において、前述の流用を行、・たために逆に
過制御となり、データエラーにつながるという事態を防
止できる効果の方が、実用上重要である。
ｃ−−ｈ）については、判定対象となるに種の変調点（
Ａ、Ｂ、Ｃ〜Ｈ）のシフト情報を流用しないようにした
ので、従前よりも識別情報が劣化することも起シうるが
、データエラーに至るまでのことはない。それよりも、
従前の場合において、前述の流用を行、・たために逆に
過制御となり、データエラーにつながるという事態を防
止できる効果の方が、実用上重要である。
第１図は本発明の方式を適用したＱＡＭ受信装置の一構
成例を示すブロック図でｓｂ、第４図と同様の構成要素
には同一の参照番号又は記号を付して示す。したがって
、論理ケ−−）（ＬＧ）２１が新たな構成要素となるだ
けで、基本動作は殆ど変わらない。すなわち、Ｎ（Ｎは
１６の倍数）種の変調点からなるデータ（第５図）を有
する信号工Ｆｉｎを受信し、その受信信号を、ＶＣＯ１
７からの再生搬送波Ｃｒによって復調し、復調された前
記Ｎ種の変調点のうち、このＣｒの位相制御のための予
め定めた判定対象となるに種（ＫＩＮ）の変調点に関し
、予め定めた基準点（第９図の黒丸）からのずれに応じ
てＣｒの位相制御を行なうｔ圧制御ｉ４ルスＰをＶＣＯ
１７に印加するものである。ここに、電圧制御ａ４ルス
Ｐは、Ｐ＋、ｐ−およびＰｏの３値を採るように設定さ
れる。すなわち、論理ダート２１はＰ＋、 ｐ−又はＰ
ｏの３値のいずれかを、ループフィルタ１９を介しＶＣ
Ｏ１７に与え、再生搬送波ｃｒの位相制御を行う。なお
、ループフィルタ１９は積分回路からなり、その積分電
圧レベルはＰ＋、 Ｐ−およびＰｏに応じて上下に変動
し又はそのｉまに維持される。これら３値のうち、Ｐ＋
およびＰ−は前記のに種の変調点に関し、前記の基準点
からのずれに応じ発生されるものであシ、Ｐｏは前記の
（Ｎ−Ｋ）種の変調点に関し発生されるものであって、
ＶＣＯ１７を非制御とするような値である。
成例を示すブロック図でｓｂ、第４図と同様の構成要素
には同一の参照番号又は記号を付して示す。したがって
、論理ケ−−）（ＬＧ）２１が新たな構成要素となるだ
けで、基本動作は殆ど変わらない。すなわち、Ｎ（Ｎは
１６の倍数）種の変調点からなるデータ（第５図）を有
する信号工Ｆｉｎを受信し、その受信信号を、ＶＣＯ１
７からの再生搬送波Ｃｒによって復調し、復調された前
記Ｎ種の変調点のうち、このＣｒの位相制御のための予
め定めた判定対象となるに種（ＫＩＮ）の変調点に関し
、予め定めた基準点（第９図の黒丸）からのずれに応じ
てＣｒの位相制御を行なうｔ圧制御ｉ４ルスＰをＶＣＯ
１７に印加するものである。ここに、電圧制御ａ４ルス
Ｐは、Ｐ＋、ｐ−およびＰｏの３値を採るように設定さ
れる。すなわち、論理ダート２１はＰ＋、 ｐ−又はＰ
ｏの３値のいずれかを、ループフィルタ１９を介しＶＣ
Ｏ１７に与え、再生搬送波ｃｒの位相制御を行う。なお
、ループフィルタ１９は積分回路からなり、その積分電
圧レベルはＰ＋、 Ｐ−およびＰｏに応じて上下に変動
し又はそのｉまに維持される。これら３値のうち、Ｐ＋
およびＰ−は前記のに種の変調点に関し、前記の基準点
からのずれに応じ発生されるものであシ、Ｐｏは前記の
（Ｎ−Ｋ）種の変調点に関し発生されるものであって、
ＶＣＯ１７を非制御とするような値である。
第２図は電圧制御パルスＰの３値Ｐ＋、 Ｐ−およびＰ
ｏを示す図であ）、第６図に対応する。たとえば、初め
のＰｏおよびＰ＋はそれぞれ変調点ｂ（判定対象となら
ない点）、および変調点Ａ（判定対象となる点）に相轟
し、その後のＰ。＋ Ｐ およびＰ＋はそれぞれｆ点、
Ｄ点およびＢ点に相描する。
ｏを示す図であ）、第６図に対応する。たとえば、初め
のＰｏおよびＰ＋はそれぞれ変調点ｂ（判定対象となら
ない点）、および変調点Ａ（判定対象となる点）に相轟
し、その後のＰ。＋ Ｐ およびＰ＋はそれぞれｆ点、
Ｄ点およびＢ点に相描する。
要するに、Ａ、Ｂ、Ｃ−Ｈ点に関してはＰ＋又はＰ−が
立ち、ｌ”＋ ｂ ＋ Ｃ−ｈ点に関しては一律にＰｏ
が適用される。このようにＰｏを導入することにより従
前よシ識別精度が劣化することが想定される。しかし、
このように劣化することよりも、過制御に基づくデータ
エラーを防止することの方が、実用上の効果は犬である
。過制御とは、第２図を参照すると、たとえば変調点ｆ
ｉｊとって、本来レベルＰ−が最適であるにもかかわら
ず、第６図に示す場合によれば、直前の変調点Ａのレベ
ルＰ＋をそのまま流用することによυ、Ｐ＋−Ｐ−とい
う過度のレベル設定が生ずることをいう。しかし、本発
明によれば、変調点ｆにとって、レベルＰ−が最適であ
り且つ直前のレベルがＰ＋であっても、設定されるのは
レベルＰ０であり、高々Ｐ −Ｐｏという、Ｐ＋−Ｐ
−に比し約半分のレベル超過に過ぎない。
立ち、ｌ”＋ ｂ ＋ Ｃ−ｈ点に関しては一律にＰｏ
が適用される。このようにＰｏを導入することにより従
前よシ識別精度が劣化することが想定される。しかし、
このように劣化することよりも、過制御に基づくデータ
エラーを防止することの方が、実用上の効果は犬である
。過制御とは、第２図を参照すると、たとえば変調点ｆ
ｉｊとって、本来レベルＰ−が最適であるにもかかわら
ず、第６図に示す場合によれば、直前の変調点Ａのレベ
ルＰ＋をそのまま流用することによυ、Ｐ＋−Ｐ−とい
う過度のレベル設定が生ずることをいう。しかし、本発
明によれば、変調点ｆにとって、レベルＰ−が最適であ
り且つ直前のレベルがＰ＋であっても、設定されるのは
レベルＰ０であり、高々Ｐ −Ｐｏという、Ｐ＋−Ｐ
−に比し約半分のレベル超過に過ぎない。
このことは、たとえば汲訓点すが、本来Ｐ＋が最適レベ
ルであって且つ直前のレベルがＰ−であるような場合に
もあてはまり、従来に比し約半分のレベル超過で済む。
ルであって且つ直前のレベルがＰ−であるような場合に
もあてはまり、従来に比し約半分のレベル超過で済む。
第３図は本発明のもとての電圧制御発振器の動作を示す
グラフであり、横軸はＶＣＯ１７の制御電圧Ｖであって
、上述のＰ＋、 Ｐ−又はＰｏと一対一に対応し、縦軸
はＶＣＯ１７の発振周波数Ｈｚである。
グラフであり、横軸はＶＣＯ１７の制御電圧Ｖであって
、上述のＰ＋、 Ｐ−又はＰｏと一対一に対応し、縦軸
はＶＣＯ１７の発振周波数Ｈｚである。
発振周波数の微妙な変化が再生搬送波Ｃｒの位相の変化
となる。ここに、ｐ＋、ｐ、およびＰ−に対応して、発
振周波数はｆ＋、ｆＯおよびｆ−と変化する。
となる。ここに、ｐ＋、ｐ、およびＰ−に対応して、発
振周波数はｆ＋、ｆＯおよびｆ−と変化する。
し発明の効果〕
以上説明したように本発明によれば従来に比してデータ
エラーの発生を大幅に抑圧できる無線通信システムが実
現される。
エラーの発生を大幅に抑圧できる無線通信システムが実
現される。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の方式を適用したＱ晶１受信装置の一構
成例を示すブロック図、第２図は電圧制御・ゼルスＰの
３値Ｐ＋、 Ｐ−およびＰｏを示す図、第３図は本発明
のもとての電圧制御発振器の動作を示すグラフ、第４図
は本発明が適用されるＱＡＭ受信装置の従来の構成例を
示すブロック図、第５図は１６値セＭの変調点配誼を示
す図、第６図は電圧制御パルスＰの波形例を示す図であ
る。 １７・・・電圧制御発振器、１８・・・識別器、１９・
・・ループフィルタ、２１・・・論理ケ”−ト、ＩＦ、
ｎ・・・ＩＦ入力信号、Ｃｒ・・・再生搬送波、ｄ１〜
ｄ４・・・原データ、ａ ＋ ｂ ＋ ｃ〜ｈＸＡ ＋
Ｂ 、Ｃ”−Ｈ−変調点、Ｐ・・・電圧制御パルス＠
成例を示すブロック図、第２図は電圧制御・ゼルスＰの
３値Ｐ＋、 Ｐ−およびＰｏを示す図、第３図は本発明
のもとての電圧制御発振器の動作を示すグラフ、第４図
は本発明が適用されるＱＡＭ受信装置の従来の構成例を
示すブロック図、第５図は１６値セＭの変調点配誼を示
す図、第６図は電圧制御パルスＰの波形例を示す図であ
る。 １７・・・電圧制御発振器、１８・・・識別器、１９・
・・ループフィルタ、２１・・・論理ケ”−ト、ＩＦ、
ｎ・・・ＩＦ入力信号、Ｃｒ・・・再生搬送波、ｄ１〜
ｄ４・・・原データ、ａ ＋ ｂ ＋ ｃ〜ｈＸＡ ＋
Ｂ 、Ｃ”−Ｈ−変調点、Ｐ・・・電圧制御パルス＠
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、Ｎ（Ｎは１６の倍数）種の変調点からなるデータを
有する信号を受信し、その受信信号を電圧制御発振器か
らの再生搬送波によって復調し、復調された前記Ｎ種の
変調点のうち、該再生搬送波の位相制御のための判定対
象となるＫ（Ｋ＜Ｎ）種の該変調点に関し、予め定めた
基準点からのずれに応じて前記再生搬送波の位相制御を
行う電圧制御パルスＰを前記電圧制御発振器に印加する
よう構成された無線通信システムにおいて、 前記Ｋ種の変調点に関し、前記ずれに応じて前記位相制
御を進みおよび遅れとするような２値の電圧制御パルス
Ｐ＿＋およびＰ＿−を前記電圧制御発振器に加え、前記
判定対象となる変調点以外の（Ｎ−Ｋ）種の変調点に関
し、該電圧制御発振器を非制御とするような値の電圧制
御パルスＰ＿０を該電圧制御発振器に加えるようにした
ことを特徴とする選択制御搬送波再生方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59180635A JPS6159949A (ja) | 1984-08-31 | 1984-08-31 | 選択制御搬送波再生方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59180635A JPS6159949A (ja) | 1984-08-31 | 1984-08-31 | 選択制御搬送波再生方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6159949A true JPS6159949A (ja) | 1986-03-27 |
Family
ID=16086641
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59180635A Pending JPS6159949A (ja) | 1984-08-31 | 1984-08-31 | 選択制御搬送波再生方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6159949A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003643A1 (en) * | 1999-06-01 | 2002-01-10 | Harris Corporation | Decsion-directed carrier frequency detector and method for qam |
-
1984
- 1984-08-31 JP JP59180635A patent/JPS6159949A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002003643A1 (en) * | 1999-06-01 | 2002-01-10 | Harris Corporation | Decsion-directed carrier frequency detector and method for qam |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4866395A (en) | Universal carrier recovery and data detection for digital communication systems | |
| EP0098649B1 (en) | Digital data demodulator | |
| EP0185758B1 (en) | A data frequency modulator with deviation control | |
| US3959726A (en) | Pilot signal transmission system | |
| US4703282A (en) | Digital demodulation system | |
| US4458356A (en) | Carrier recovery circuit | |
| KR900002330B1 (ko) | 무선 수신기 | |
| US5519733A (en) | Method and apparatus for recovering a qam carrier | |
| JPS62222745A (ja) | 復調装置 | |
| US4283682A (en) | Erasure zone decision feedback phase lock loop for carrier recovery in data modems | |
| EP0144083A2 (en) | Radio communication system | |
| EP0259867B1 (en) | Demodulator for psk-modulated signals | |
| US3008124A (en) | System for transmission and reception of binary digital information | |
| JPS6159949A (ja) | 選択制御搬送波再生方式 | |
| US4881049A (en) | QAM modulator/demodulator | |
| CA1254622A (en) | Digital communication system | |
| US3229209A (en) | Vestigial sideband transmission system | |
| JPH01194552A (ja) | 位相誤差信号発生回路配置 | |
| CN1066870C (zh) | 直接变频接收机 | |
| EP0029688B1 (en) | Digital data transmission systems | |
| EP0215166A2 (en) | Digital communication system | |
| GB2063629A (en) | Digital data transmission systems | |
| JPS61198849A (ja) | 選択制御搬送波再生方式 | |
| JPH0712178B2 (ja) | デイジタル変復調システム | |
| JPH053180B2 (ja) |