JPS6135624A - 誘導式近接スイツチ用回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力回路に減衰可能な共振回路を接続されて
いるトランジスタ増幅器段と、トランジスタ増幅器段の
出力回路から入力回路への正帰還回路と、トランジスタ
増幅器段の入力回路内の制限枝路とを含んでいる誘導式
近接スイッチ用発振器／復調器回路装置に関する。

〔従来の技術〕

このような回路装置はたとえば雑誌「エレクトロニケ　
エ　マイクロエレクトロ二ヶ　インダストリーレ（ｔ１
１ｅｃｔｒｏｎｉｑｕｅ　ｅｔ　Ｍｉｃｒｏ４１ｅｃｔ
ｒｏｎｉｑｕｅｌｎｄｕｓｔｒｉｅ１１ｅ）　ｊ　−、
１９７５年６月１５日、第５４〜５６頁から知られてい
る。このような公知の回路装置の原理は第７図に示され
ている。この回路装置は、エミッタ抵抗Ｒ６を有する１
つのトランジスタＴ１により形成されたトランジスタ増
幅器段と、トランジスタＴ２およびＴ３により形成され
た電流ミラーにより実現されている正帰還回路とを含ん
でいる。増幅器段のトランジスタＴ１のベース回路内に
は、コンデンサＣおよびコイルしにより形成された並列
共振回路′とこの共振回路に対して直列に２つのダイオ
ードＤトおよびＤ２の直列回路とが位置している。共振
回路のコイルは１つの開いた半殻フェライトコアＫを有
し、それにより生ずる電磁場が破線により概略を示され
ている。コアＫに金属板または金属羽根Ｍが近接すると
、前記の場の一部がこの金属板または金属羽根により吸
収されて、振動回路が相応に減衰される。それによって
、ループ利得が１よりも小さくなれば、振動の振幅は減
少し、または完全に消滅する。

１つの近接スイッチ用の回路装置では、前記発振器の後
に１つの復調器および１つの積分器が接続されている。

これらは、ここで詳細に説明する必要はないので、第７
図中に単にブロックで示されている。

前記の発振器内でダイオードＤ１およびＤ２は参照電圧
発生の役割をする。その際、ダイオードの一方は増幅器
段のトランジスタＴ１のベース−エミッタ間しきい電圧
の補償の役割をし、他方のダイオードはエミッタ抵抗Ｒ
１における電圧降下、従ってまたエミッタ電流を決定す
る。コイルＬの巻線における直流電圧降下は無視し得る
ので、エミッタ電流は、トランジスタＴ１のエミッタ抵
抗における電圧降下とベースーエミッタ電圧との和がこ
のトランジスタのベースに与えられている参照電圧に等
しくなるまでしか上昇し得ない。すなわち発振器の振動
振幅はピーク値として１つのダイオード順電圧の参照電
圧を有する。

従って、この参照電圧の温度の影響は振動振幅にも入る
。

さらに、振動振幅は接地電位に対して、ダイオード順電
圧に相応して、正のほうに最大０．７Ｖ。

次いで振動回路り、Ｃにおける共振振動のビルドアップ
により負のほうに−０，７■の両符号を有する。

集積回路ではトランジスタは通常１つの基板上−の１つ
のエピタキシャル層内の絶縁凹部のなかに実現さ・れて
いるので、基板（接地または負端子）とコレクタ凹部と
の間に０．６ないし０．７ｖよりも大きい負の電圧が与
えられていれば、コレクタ凹部および基板により形成さ
れるダイオードは導通する。従って、互いに絶縁され膜
結合されているべき凹部の間に結合の危険が生ずる。

さらに、振動の負の半波が前記基板ダイオードにより制
限され、それにより再び発振器の質が制限される。

〔発明が解決しようとする問題点〕

本発明の目的は、響頭に記載した種類の回路装置であっ
て、温度に対して安定であり且つ基板ダイオード効果が
ほとんど生じない回路装置を提供することである。

〔問題点を解決するための手段〕

この目的は、本発明によれば、特許請求の範囲第１項に
記載の回路装置により達成される。

本発明の好ましい実施態様は特許請求の範囲第２項ない
し第１２項に示されている。

〔実施例〕

以下、第１図ないし第６図に示されている実施例により
本発明を一層詳細に説明する。

第１図による回路装置で要素Ｔ１ないしＴ３、Ｒ５なら
びにり、Ｃは第７図による公知の回路装置の既に説明し
た要素に相当する。本発明による回路装置は特に集積回
路技術で実現されるので、入力端子１０は外部に並列共
振回路り、Ｃを接続するための外部接続端子として示さ
れている。端子１１．１２および１３も外部接続端子で
ある。

端子１１の外部には１つの抵抗ＲＡが接続され、この抵
抗はそれ自体は公知の仕方で本発明による発振器／復調
器回路装置を含む誘導式近接スイッチの開ｍ間隔（近接
スイッチが開閉する金属板または金属羽根Ｍの間隔）な
らびに開閉間隔ヒステリシスの設定の役割をする。その
詳細は第７図による公知の回路装置が説明されている前
記文献を参照されたい。

端子１２の外部には積分コンデンサＣ１が接続される・
が、その作用の仕方は、本発明の要部をなすものではな
いので、ここで詳細に説明する必要はない。

端子１３から回路装置に供給電圧ｕｙが与えられる。

第１図による回路装置はさらに、ダイオードとして接続
されており電流源■により給電される１つのトランジス
タＴＩＯを含んでおり、このトランジスタは一方では、
発振器／復調器の増幅器段を形成するトランジスタＴ１
のベース−エミッタ間しきい電圧に対する補償要素とし
て作用する。そのかぎりでは、ダイオードとして接続さ
れたこのトランジスタＴＩＯの作用の仕方は第７図によ
る公知の回路装置内のダイオードの１つの作用の仕方に
相当する。しかし以下になお詳細に説明するように、ダ
イオードとして接続されたこのトランジスタＴＩＯの機
能は第７図による公知の回路装置内の相応のダイオード
の機能を越えており、従ってその作用の仕方はもはや完
全には合致しない。

本発明による第１図の回路装置では、ダイオードとして
接続されたトランジスタＴＩＯが、エミッタ枝路でそれ
ぞれ１つの抵抗Ｒ１１またはＲ１１、Ｒ１２を介して接
地点に接続されている他の２つのトランジスタ１口およ
びＴ１１、Ｒ１２と共に第１の電流ミラーを形成してお
り、ダイオードとして接続されておりこの第１の電流ミ
ラーに対する基準要素として用いられているトランジス
タＴＩＯとそれぞれエミッタ抵抗Ｒ１１、Ｒ１１、Ｒ１
２を有する両トランジスタＴ１１およびＴ１１、Ｒ１２
とはそれらのベースで共通に駆動される。

ダイオードとして接続されており基準要素として用いら
れているトランジスタＴＩＯのベースと第１の電流ミラ
ーのトランジスタ’Ｉ”Ｉ＋およびＴ、２のベースと増
幅器段を形成するトランジスタＴ１のベースとは互いに
接続されている。この接続は以下で“ベースバス”とも
呼ばれる。

本発明による第１図の回路装置はさらに、ダイオードと
して接続された１つのトランジスタＴ１３とエミッタ枝
路内の抵抗Ｒ１４を介して供給電圧に接続された１つの
トランジスタＴ１４とにより形成された第２の電流ミラ
ーをも含んでいる。この第２の電流ミラー内で、ダイオ
ードとして接続されたトランジスタＴ１３はトランジス
タＴ１４を制御する１つの基準要素を形成する。両型流
ミラー内でトランジスタＴｌ＋およびＴ１３またはＴ１
１、Ｒ１２およびＴ１４はｉ列に接続されている。第１
の電流ミラーのトランジスタＴ１６ＳＴｏ、Ｔ１１、Ｒ
１２は第２の電流ミラーのトランジスタＴ１３、Ｔ１４
と反対の伝導形式を有する。さらに、第１の電流ミラー
の制御されるトランジスタＴ１１、Ｔ１１、Ｒ１２のエ
ミッタ枝路内の抵抗ＲＮ、Ｒ１１、Ｒ１２は第２の電流
ミラー内の制御されるトランジスタＴ１４のエミッタ枝
路内の抵抗Ｒ１４よりも大きい。

トランジスタＴ１１、Ｒ１２およびＴ１４のコレクタの
接続点は本発明による発振器／復調器回路装置の１つの
出力端１４に接続されている。

前記両型流ミラーはトランジスタ増幅器段Ｔ１の入力回
路内で有効な１つの二重電流ミラーを形成し、それらか
ら供給される電流、すなわちトランジスタＴ１１、Ｒ１
２およびＴ１４のコレクタ電流は回路出力端１４におい
て差し引かれる。

本発明による発振器／復ｌＩ器回路装置が誘導式近接ス
イッチ内の後続の段に電流を供給しなければならないこ
とを示すため、第１図にはさらに１つのシュミットトリ
ガ回路２０が概略を示されている。このシュミットトリ
ガ回路はそれ自体は公知であり、詳細に説明する必要は
ないので、入力トランジスタＴ２０Ｌ／か詳細に示され
ていない。重要なことは、発振器／復調器回路装置が、
第２図ないし第６図により一層詳細に説明されるように
、シュミットトリガ翻路内のトランジスタＴ２０を制御
するための出力電流を供給しなければならないことだけ
である。

本発明による回路装置を説明するため、第２図では端子
１０に接続されている第１図中の共振回路り、Ｃが可変
の定電圧源Ｅとして示されている。以下の説明では先ず
、ダイオードとして接続されたト・ランジスタＴＩＯが
常に電流源■から供給されるたとえば１０μＡの一定電
流を流されるものとする。標準的構造ではこのダイオー
ドとして接続されたトランジスタ１１０で６２０ｍＶの
順電圧が測定される。゛さらに、ダイオードとして接続
されたトランジスタＴＩＯならびにトランジスタＴ１１
、Ｔ１２およびＴ１は同一の構造を有するものとする。

定電圧源Ｅから供給される電圧が零に等しければ、トラ
ンジスタＴ目、Ｔ１１、Ｒ１２およびＴ１は、それぞれ
のエミッタ抵抗Ｒ１１、Ｒ１１、Ｒ１２およびＲ１が無
効であるかぎりは、同一の電流を通す。

第５図に示されているように、定電圧源Ｅから供給され
る電圧をたとえば一、１５０ｍＶから＋１５０ｍＶまで
変化させると、前記トランジスタの。

コレクタ電流はトランジスタのベース−エミッタ間バス
のそれ自体は公知のダイオード式に従って変化する。こ
の関係が、縦軸にコレクタ電流ＩＣを対数でとった第５
図中に１つの直線ａとして記入されている。

しかし、エミッタ抵抗が有効であると、コレクタ電流と
電圧Ｅとの関係は元の曲線ａの下側の曲線すのようにな
る。エミッタ抵抗における電圧降下が約’１０ｍＶより
もじゅうぶん小さい値にとどまるかぎり、曲線ａからの
偏差はほとんど認められない。前記の対数的なダイオー
ド法則ｉ基づいて、１ｍＶのベース−エミッタ制御電圧
の上昇は常に４％のコレクタ電流の上昇を意味する。し
かしながら、エミッタ抵抗における電圧降下が大きくな
るほど、曲線ａからの偏差は著しくなる。

１つの電流ミラー内の制御されるトランジスタのエミッ
タ面積がたとえば係数ｍだけ大きい場合には、１つのエ
ミッタ抵抗が無効であるかぎり、コレクタ電流もまさに
この係数ｍだけ大きい、この場合が第５図中に曲線Ｃに
より示されている。

この曲線Ｃは間隔ｍをおいて正確に曲線ａと平行に延び
ている。エミッタ抵抗が有効である場合には、曲線ａお
よびｂの場合と同じく直線からの偏差が生−じ、このこ
とが曲線ｄ１およびｄ２により示されている。この前曲
線はエミッタ抵抗の種々の値に対してあてはまる。面積
比ｍが特に４である場合には、基準構造と比較して同一
のコレクタ電流に対して約３６ｍＶだけ小さいベース−
エミッタ制御電圧が必要である。必要なベース−エミッ
タ制御電圧が一層小さいことに相応して、同一のコレク
タ電流に対してエミッタ抵抗における電圧降下は一層大
きくてよい。その結果、エミッタ抵抗の種々の値に対す
る曲線ｄ１およびｄ２は曲線Ｃから、曲線ａからの曲線
すの湾曲よりも強く湾曲する。

曲線ａまたはｂに示されている関係は第２図による１つ
の電流ミラーまたは電流ミラーＴｌ０ＳＴ１１、Ｔ１１
、Ｒ１２およびＴ＋（以下では“電流バンク”とも呼ば
れる）に相当する。

曲線Ｃまたはｄ１、ｄ２により示されている関係は、第
２図ないし第４図中にＩＣＩで示されているトランジス
タＴｌ＋のコレクタ電流により駆動される第３図による
電流ミラーまたは電流ミラーＴ１３％　Ｔ１４％Ｒ１４
に相当する・ 出力端１４に流れる差電流はほぼ第５図による曲線すお
よびｄ１、ｄ２の差に相当する。このことは第４図中に
、トランジスタＴ１４およびＴ１１、Ｒ１２のコレクタ
の間の接続が断たれているものとみなされ、それぞれ参
照持寄ＩＣ２またはＩＣ３を付されているコレクタ電流
の差が測定針器Ｓにより測定されるものとして示されて
いる。差ＩＣ２ＩＣ３は第６図中に第５図によるそれぞ
れの曲線ｄ１またはｄ２に対して曲線ｇ１またはｇ２の
形で示されている。電流ＩＣ３およびＩＣ２は第６図中
に曲線ｅならびにｆｌおよびＴ２により示されており、
曲線ｆ１およびＴ２は第５図による曲線ｄ１およびｄ２
に相応して再びエミッタ抵抗の種々の値に対してあては
まる。第６図でも電流が縦軸に対数でとられている。

第６図に示されているように、曲線ｇ１、ｇ２による差
電流ＩＣ２１Ｃ３は曲線ｆ１、Ｔ２およびｅのそれぞれ
の交点から左の紙面内の全範囲内で正である。すなわち
、ｐｎｐ）ランジスタＴ＋４から到来する電流ＩＣ２は
ｎｐｎ）ランジスタＴ＋２のコレクタ電流ＩＣ３よりも
大きい。この範囲内で第１ＥＥよるシュミットトリガ２
０は能動化される。それから上側または右側では、差電
流が急峻に低下して最後に符号を反転し、従って第１図
によるシュミットトリガ２０は非能動化される。

差電流曲線ｇ１またはｇ２は実際上１つの整流特性を示
す。第２図ないし第４図による定電圧源Ｅから供給され
る制御電圧がそれぞれ前記の交点を越えて上昇すると、
ｎｐｎ）ランジスタＴ＋２は飽和する。その後は、ベー
ス電流がコレクタ電流と電流増幅率との比に等しいとい
う関係はもはや成り立たない。ベース電流が著しく上昇
し、従って電流バンクは無効となる。

トランジスタＴ１１、Ｔ１１、Ｒ１２およびＴ１の互い
に接続されたベースにより形成されるベースバスにおけ
るインピーダンスは予め非常に高い（エミッタ抵抗およ
び電流増幅率の値の積にほぼ等しい）値であったが、そ
れは第６図による前記交点に相当する電圧よりも大きい
制御電圧に対しては電流増幅率の係数だけ小さくなる。

第１図による発振器／減衰回路装置の帰還路は発振器増
幅器を形成するトランジスタＴＩおよび電流ミラーＴ２
、Ｔ３、Ｒ３により門じられる。

入力端子１０には、説明の目的で第２図ないし第４図に
示した制御信号源Ｅの代わりに、冒頭に記載した１つの
近接スイッチの並列共振回路り、Ｃが接続されている。

この共振回路における電圧の上昇はトランジスタＴＩを
通る電流を上昇させる。この電流は電流ミラーＴ２、Ｔ
３、Ｒ３を介して鏡像化されて、共振回路に帰還される
（その際にＲ３は特定の安定化作用のみを有する）。こ
の電流は同じく上昇する。共振回路のインピーダンスに
おいてこのことは再び電圧の上昇に通じ、その際にこの
レリーズの作用は整流されている。すなわち、各振動の
レリーズのために必要な正帰還である゛。

第１図による回路装置は、前記の意味で、共通に入力端
子１０における制御電圧により制御される複数個の電流
源または電流シンクを含んでいる。

その際に第２の電流ミラーのトランジスタＴ１３、Ｔ１
４は種々のエミッタ面積比を有し、基準要素として作用
するトランジスタＴＩ’３と制御されるトランジスタＴ
１４とのエミッタ面積比は１：４に等しい。第１の電流
ミラー内のトランジスタＴ１０、　Ｔ目およびＴ１１、
Ｒ１２は同一または１と著しくは異ならないエミッタ面
積比を有する。特に第１の電流ミラー内の制御されるト
ランジスタＴＩＴ、Ｔ１１、Ｒ１２のエミッタ技路内の
抵抗Ｒ１１、Ｒ１２は第２の電流ミラー内の制御される
トランジスタＴ１４のエミッタ技路内の抵抗Ｒ１４より
も大きい。

トランジスタＴＩＯおよびＴ１１（同一の面積比を有す
る）により形成される電流シンク（第２図）を通って、
制御電圧が零の間（エミッタ抵抗Ｒ１１が無効である際
）は、ダイオードＴＩＯに流される電流と等しい電流が
流れる。入力制御電圧の関数としての出力電流１ｃ＋（
第２図）の変化は第５図中の曲線すに相当する。

この電流ＩＣＩは第３図のようにｐｎｐ）ランジスタＴ
１３、Ｔ１４（異なる面積比を有する）により構成され
た電流源内を流れる。この電流源から供給れれる電流Ｉ
″ｃ２は、トランジスタＴ１４のエミッタ面積がトラン
ジスタＴ１３のエミッタ面積よりも係数ｍだけ大きいも
のとして、電流ＩＣ＋よりも係数ｍだけ大きい。このこ
とは、相応のエミッタ抵抗Ｒ１４において無視し得る小
さい電圧降下しか生じないかぎり成り立つ。しかし、こ
の電流源の電流ＩＣ２は、大きい電流に対しては電圧降
下が大きいために、第４図による電流シンクを形成する
トランジスタＴ１１、Ｒ１２内の電流ＩＣ３と比較して
わずかしか上昇しない。このことは第６図に抵抗Ｒ１４
の異なる値に対して、第５図の曲線ｄ１、ｄ２に相当す
るそれぞれの曲線ｆ１またはＴ２に示されている。

第１・図によるシュミットトリガ２０の形態の後続の回
路は出力端子１４により、すなわちトランジスタＴ１４
およびＴ１１、Ｒ１２のコレクタの接続点により駆動さ
れる。すなわち、これらの両コレクタ電流ＩＣ２および
ＩＣ３の差がシュミットトリガ２０の入力トランジスタ
Ｔ２０の駆動のために利用される。

既に第５図および第６図により説明したように、電流源
Ｔ１４のコレクタ電流ＩＣ２は小さい電流に対しては（
すなわち制御電圧Ｅの負の値に対しては）常に電流シン
クＴ１２の電流ＩＣ３よりも大きい。

すなわち、電流差ＩＣ２１Ｃ３は負の制御電圧Ｅに対し
ては常に正である。しかし、電流源を形成するトランジ
スタＴ１４のコレクタ電流は大きな電流では弱くしか上
昇せず、従って電流ＩＣ３が制御電圧の１つの特定の値
からは優勢であり、また理論的に負の電流差を生ずる。

共振回路り、Ｃにおける電圧上昇は、電流シンクとして
作用するトランジスタＴ１１、Ｒ１２の前記飽和が開始
すれば、制限され、その際に共振回路り、Ｃは劇的に（
係数１００を越えて）強く負荷され、また利得は低下す
る。振動回路の振幅は、この制限の際に最大値に到達し
た後に、先に上昇した際と同一の仕方で低下する。振動
回路内に蓄積されたエネルギーは、振幅が負の方向に正
の方向と正確に同一の大きさになるようにする（直流成
分すなわち非対称性は振動回路において可能でない）。

制限の高さは、電流差ＩＣ２ＩＣ３が符号を変化する制
御電圧により与えられている。この制御電圧はエミッタ
抵抗Ｒ１１、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１４の選定ならびに命
記の意味でのエミッタ面積比の選定により定められる。

上記の実施例から明らかなように、本発明による二重電
流ミラーは第６図の曲線ｇ１、ｇ２による制限作用に基
づいて同時に復調器として作用する。

上記の説明に関して指摘すべきこととして、“電流ミラ
ー”という用語は通常の意味ですべての枝路内の電流の
正確な比例性が得られることを意味しでいる。比例性は
使用された電流ミラーにおいて小さな電流に対して同じ
く満足されている（第５図中の曲線ａおよびＣ“）、エ
ミッタ回路内の意図的な非対称により殊更に、もはや直
線関係を示さない（第５図中の曲線すおよびｄ）伝達関
数が達成される。本発明の意味では“電流ミラー”とい
う用語はこのことをも含んでいる。

〔発明の効果〕

発振器／復調器回路装置内の二重電流ミラーを本発明に
より構成することによって、一連の利点が得られる。制
限（第６図参照）は温度に対して安定であり、また約２
００ｍＶピークーピーク値以下の値である。さらに、ル
ープ利得が大きく、またばらつきがわずかである。

調整端子１１におけるインピーダンス（第１図中の外部
抵抗ＲＡ　）は低く選定され得るし、また第７図の回路
の場合よりもばらつきがわずかなある。最後に、同時に
得られる復調機能も、別のダイオード温度係数は考慮に
入れられる必要がないので、温度に対して安定である。

復調特性曲線は急峻に延びており、このことは高い利得
に相当する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による発振器／復調器回路装置の回路図
、第２図ないし第４図は第１図による回路装置の作動の
仕方を説明するための部分回路図、第５図および第６図
は同じく第１図による回路装置の作動の仕方を説明する
ための電流−電圧関係のグラフ、第７図は公知の発振器
／１ｔｉｍ器回路装置の回路図である。 Ｃ・・・共振回路コンデン号、Ｄ・・・ダイオード、Ｅ
・・・定電圧源、■・・・定電流源、Ｋ・・・フェライ
トコア、Ｌ・・・共振回路コイル、Ｔ・・抵抗、Ｔ・・
・トランジスタ、１０・・・入力端子、１１〜１３・・
・端子。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）入力回路に減衰可能な共振回路（Ｌ、Ｃ）を接続さ
   れているトランジスタ増幅器段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ；Ｔ＿
   １、Ｒ＿Ｅ、Ｒ＿Ａ）と、 トランジスタ増幅器段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ；Ｔ＿１、Ｒ＿
   Ｅ、Ｒ＿Ａ）の出力回路から入力回路への正帰還回路（
   Ｔ＿２、Ｔ＿３、Ｒ＿３）と、 トランジスタ増幅器段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ）の入力回路内
   の制限枝路（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿２）とを含んでいる
   誘導式近接スイッチ用回路装置において、 第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿
   ２、Ｒ＿１＿１）、Ｒ＿１＿２）および第２の電流ミラ
   ー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）が、それら
   から供給された電流（Ｉ＿Ｃ＿２、Ｉ＿Ｃ＿３）が回路
   出力端（１４）において差し引かれるように互いに接続
   されている二重電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、
   Ｔ＿１＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２；Ｔ＿１＿３、Ｔ
   ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）を含んでおり、 第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿
   ２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）内のトランジスタ（Ｔ＿
   １＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）のエミッタ面積比と
   比較して第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、
   Ｒ＿１＿４）内のトランジスタ（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿
   ４）のエミッタ面積比が大きいことを特徴とする誘導式
   近接スイッチ用回路装置。 ２）第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿
   １＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）がトランジスタ増幅
   器段（Ｔ＿１、Ｒ＿Ｅ）の入力回路内に位置しており、
   また第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿
   １＿４）が第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１
   、Ｔ＿１＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）により駆動さ
   れていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   回路装置。 ３）第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿
   １＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）がその構成要素とし
   て、 ダイオードとして接続されており、この電流ミラーに対
   する基準要素として且つトランジスタ増幅器段（Ｔ＿１
   、Ｒ＿Ｅ）のベース−エミッタ間のしきい電圧に対する
   補償要素として作用するトランジスタ（Ｔ＿１＿０）と
   、 ダイオードとして接続されているトランジスタ（Ｔ＿１
   ＿０）により共通に制御される２つのトランジスタ（Ｔ
   ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）と、 制御されるトランジスタ（Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）の
   エミッタ枝路内に位置するそれぞれ１つの抵抗（Ｒ＿１
   ＿１、Ｒ＿１＿２）とを含んでいる ことを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記
   載の回路装置。 ４）第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿
   １＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）の制御されるトラン
   ジスタ（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）のエミ
   ッタ枝路内の抵抗（Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）の値が等
   しいことを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の回路
   装置。 ５）第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿
   １＿４）が、ダイオードとして接続されており基準要素
   として作用するトランジスタ（Ｔ＿１＿３）と、これに
   より制御されるトランジスタ（Ｔ＿１＿４）と、制御さ
   れるトランジスタ（Ｔ＿１＿４）のエミッタ枝路内に位
   置する抵抗（Ｒ＿１＿４）とを有することを特徴とする
   特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれか１項に記
   載の回路装置。 ６）第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿
   １＿４）が第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１
   、Ｔ＿１＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）の制御される
   トランジスタ（Ｔ＿１＿２）により制御されていること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第５項のいず
   れか１項に記載の回路装置。 ７）第１および第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１
   ＿１、Ｔ＿１＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２またはＴ＿
   １＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）の出力端が回路出力
   端（１４）に一緒に接続されていることを特徴とする特
   許請求の範囲第１項ないし第６項のいずれか１項に記載
   の回路装置。 ８）第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿
   １＿２、Ｒ＿１＿１、、Ｒ＿１＿２）のトランジスタ（
   Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）が第２の電流ミ
   ラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）のトラン
   ジスタ（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４）と反対の伝導形式を
   有することを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第
   ７項のいずれか１項に記載の回路装置。 ９）第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿
   １＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）のトランジスタ（Ｔ
   ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）が同一または１か
   ら甚だしくは異ならないエミッタ面積比を有することを
   特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれ
   か１項に記載の回路装置。 １０）第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ
   ＿１＿４）の制御されるトランジスタ（Ｔ＿１＿４）の
   エミッタ面積が、基準要素として作用するトランジスタ
   （Ｔ＿１＿３）のエミッタ面積にくらべて大きいことを
   特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第９項のいずれ
   か１項に記載の回路装置。 １１）第２の電流ミラー（Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ
   ＿１＿４）内の基準要素として作用するトランジスタ（
   Ｔ＿１＿３）のエミッタ面積と制御されるトランジスタ
   （Ｔ＿１＿４）とのエミッタ面積との比が１：４に等し
   いことを特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第１０
   項のいずれか１項に記載の回路装置。 １２）第１の電流ミラー（Ｔ＿１＿０、Ｔ＿１＿１、Ｔ
   ＿１＿２、Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）の制御されるトラ
   ンジスタ（Ｔ＿１＿１、Ｔ＿１＿２）のエミッタ枝路内
   の抵抗（Ｒ＿１＿１、Ｒ＿１＿２）が第２の電流ミラー
   （Ｔ＿１＿３、Ｔ＿１＿４、Ｒ＿１＿４）の制御される
   トランジスタ（Ｔ＿１＿４）のエミッタ枝路内の抵抗（
   Ｒ＿１＿４）よりも大きいことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項ないし第１１項のいずれか１項に記載の回路
   装置。