JPS6135161A - 電気的負荷へ直流電圧を供給する回路装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は特許請求の範囲１の上位概念にて記載した回路
装置に関する。

従来技術 この種回路装置は既に夫々ドイツ連邦共和国特許出願公
開第３２４２０２３号、第３２２１４０４号公報から公
知である。

上記公開公報第３２４２０２３号に記載されている定電
流給電される変換器によれば変化する負荷に対して電位
的に別個の一定の電圧が生ぜしめられるようになってお
り、この電圧の発生は相応して制御されるチョーク形変
換器によって、変化して入力供給される電圧な、安定化
電圧に変換するようにして行なわれるのである。

その際その安定化される電圧は最大出力に対応する入力
電圧により幾らか高い。上記安定化電圧から、非制御順
方向（導通形）変換器により、電位的に別個に、出力電
圧が生ゼしぬられる。

安定化された電流を供給されそれの入力電圧をそのつど
必要の出力電力に適合させる変換器は電圧源により作動
される通常の変換器のようには容易に補助電圧を供給さ
れ得ない、それはその補助電圧は入力電圧からも出力電
圧からも比較的大きなコストをかけなければ導出され得
ないからである。入力電圧は著しく変動し、出力電圧は
比較的大きな出力電力の場合著しく高く、特別な部品が
必要になったり、比較的に大きな損失電力が生じるので
ある。

発明が解決しようとする間頌点 更にそのような装置機器に対して障害電流からの影響防
止、保護を施すことは容易には行なわれ得ない、それと
いうのはその装置機器では入力電流の増大と共に入力室
・圧が低下せしめられ、例えば抵抗負荷にて通常用いら
れでいるようなアレスタは応動しないからである。その
除温れる高い電流が生じると装置機器が破壊されるおそ
れがあるからである。

本発明の課題とするところは所要の補助電圧ができるだ
け簡単な手段で生ゼしぬられ得、且回路装置の作動接続
後できるだけ迅速的に利用され得るように、冒頭に述べ
た形式の回路装置を構成することにある。

問題点解決のための手段 本発明によれば上記回路装置は特許請求の範囲の特徴部
分に記載されたように構成される。

例えば、電力変換器として用いられる第１のスイッチン
グレギュレータ、及び、補助電圧の発生のために設けら
れた第２スイッチングレギュレータは同種のものである
。

この手段によって、補助電圧が、たんに短時間の後実際
上跳躍的に作用するという利点がある。

本発明の有利な各構成を実施例に示す。

図示の実施例な用いて本発明な説明する。

実施例 第１図には遠隔給電される装置なブロック接続図を示す
。遠隔給電装置Ｆは一定の直流電流１０を送出する。遠
隔給電さろべき負荷ｖ１゜■２・・Ｖｎはその給電入力
側にて一定の電圧で作動されるのが最も好ましい。前置
接続されたスイッチングレギュレータｗ１．ｗ２・・Ｗ
ｎはその入力側に加わる定量化された電流１０を負荷に
対する定電圧ＵＶ□ｌ　ＵＶ２・・・ＵＶｎに変換する
。

第２図に示す回路装置はスイッチングレギュレータＳＲ
と、電圧変換器８と、補助電圧発生装置Ｈとを有する。

第２図のスイッチングレギュレータＳＲはそれ自体公知
の形式でチョーク形変換器として構成されているが、他
の形式で構成されていてもよい。要はスイッチングレギ
ュレータは入力側にて定量化された電流を給電され補助
電圧を必要とするということである。第２図に示す形式
が特に有利であるのは、スイッチングレギュレータＳＲ
とＨが同種のものであり、従って極めて簡単に同じ制御
素子を備え得るからである。

スイッチングレギュレータＢＲでは入力側に並列にコン
デンサ１が設けられ、出力側に並列に’：’７デンサ５
が設けられている。コンデンサ１と５、及びスイッチン
グ素子３は片側の端子で相互に接続されている。上記接
続端子側と反対側ではコンデンサ１と５はチョーク２と
ダイオード４との直列接続を介して接続されており、そ
の際チョーク２は入力側に設けられでおり、ダイオード
４は入力側から出力側への電流を通すように極性づけら
れている。スイッチング素子３はチョーク２、ダイオー
ド４間の接続点と、コンデンサ１，５間の接続点との間
に並列分岐中に設けられている。

１ス〜１ノ槃ｖＪｙ”　＋−Ｊｄ　−１１，−カ韮ｌ中
す古め費嬉−電圧変換器を形成する。この変換器はチョ
ーク２と半導体スイッチ３な有し、これらは遠隔給電さ
れる線路列中に直接的に相互に直列に接続されでいる。

上記直列接続に並列に、スイッチングレギュレータの出
力側に接続されているコンデンサ５に比して小さいコン
デンサ１が接続されている。

半導体スイッチ３はパルス幅変調された信号により次の
ように開閉される即ち 遠隔給電回路から及びチョーク２と入力コンデンサ１と
に蓄積されたエネルギのうちから相当の部分がダイオー
ド４を介して出力コンデンサ５に供給されて、この出力
コンデンサにで、電圧が一定に保持される（この個所に
てせいぜ（・遠隔給電電流１０に等しい所定の最大の負
荷電流を越えない限り）ように開閉される。パルス幅変
調された信号の制御が公知チョーク形変換器の場合にお
けると同じ形式で行なわれる。

スイッチングレギュレータに後置接続された直流常圧変
換器８ばその入力側における一定の電圧のため簡単に公
知方式の１つにより構成され得る。上記変換器は絶縁変
換器を有する非調整（順方向）導通形変換器として構成
されると有利である。そのクロック周波数はスイッチン
グレギュレータをも制御するのと同じ発振器６によって
発生されるのが有利である。

装置機器は高速の負荷変動に追従することもできる、そ
れというのは入力コンデンサ１は比較的に小型であり、
従って迅速に変化された負荷の場合相応する電荷蓄積状
態の切換えが行なわれて新た−、な入力電圧に達するか
らである。それに比較して方式的に慣性の大きな電圧変
換器はその動作上変化に追従することはない。

クロック発生器６、レギュレータ７、場合により電圧変
換器８は補助電圧を必要とする。この補助電圧はスイッ
チングレギュレータＳＲに対しで用いられていたのと同
じ機能を有するスイッチングレギュレータＨにて生ゼし
ぬられる。

相互に対応する回路素子は９と１，１０と２゜１１と６
，１２と４，１３と５，１４と６゜１５と７である。ス
イッチングレギュレ〜りＨの回路素子はスイッチングレ
ギュレータＳＲの場合におけると同じ方式構成に対する
諸要求に合うように設計されている。クロック発生器６
はやはり有利にスイッチングレギュレータＨに対しても
用いられ、その結果クロック発生器１４を省き得る。

スイッチングレギュレータＨは直接相互に接続された端
子Ｂ１．Ｂ２の電位に対して正及び負の補助電圧な生じ
させる。電圧Ｕ５はＵ４より大であり両電圧は端子接続
点Ｂ４．Ｂ５の電位に関連しているのであるから、用い
られ得る正の補助電圧はＵ５−Ｕ４である。負の補助電
圧としでは電圧Ｕ４が用いられる。通常の設計仕様の場
合Ｕ５はＵ４より５〜１０倍分だけ大であり、このこと
は一般に課せられる要求を充足する。而して、例えば、
０−４Ａの遠隔給電電流の場合であって、１０・・２０
Ｖの通常の補助□電圧、補助電圧源の比較的わずかな出
力電力の場合はぼ２Ｖの電圧、Ｕ４が生しる。

補助電圧発生回路の始動のためには先ずスイッチ１１の
開放状態のもとで、電圧Ｕ５は次のような値、即ちクロ
ック発生器１４と制御装置１５が動作し始める値に達す
ることが必要である。スイッチングレギュレータＳＲは
先ずスイッチ３が開放状態にあるように構成されている
。

スイッチングレギュレータの簡単な変形ておいても同様
の構成、特性となる、それというのは電圧Ｕ２．Ｕ３は
差当り過度に低く、装置は別に手段を構しなければ、ス
イッチ３の開放により先ずできるだけ多くのエネルギを
受は容れる傾向があるからである。従ってスイッチ３も
差当り開放状態におかれて（・るので、先ず、近似的に
コンデンサ５，１３の容量値と逆比例して電圧分割Ｕｌ
　：Ｕ４が行なわれろ。電圧Ｕ５がその設定値に達する
と、制御器１５は動作し始め、相応してスイッチ１１を
パルスで制御し、この制御はスイッチ１１が周期的に閉
じられるようになされる。差当り電圧Ｕ５とほぼ同じ大
きさである電圧Ｕ４は数ｍ５ｅｃ内にその車扱の値に低
減される。その際スイッチングレギュレータＳＲ及び変
換器８のため正の補助電圧Ｕ３−０４が用いられ得る。

低減された電圧は負の補助電圧として残存する。

正の補助電圧は著しく迅速に作用するようにすると有利
である。このことは次のようにして行なわれ得る、即ち 作動接続後先ずコンデンサ９と１３が充電されそれにひ
きつづいてスイッチングレギュレータＨの制御が始まる
と、比較的に小さな容量を有するコンデンサ９における
電圧が消滅するようにするのである。従って、回路装置
に対して、殊に損傷し易い電力部品を損傷させるおそれ
のある過度的状態は生じない。

その場合スイッチ３として有利にトランジスタが用いら
れ、このトランジスタ又は夫々端子ＡＩ、Ａ２が端子Ｂ
１．Ｂ２に対して正であるように作動され得る。逆極性
のスイッチを用いる場合そのために負の補助電圧から給
電さるべき制御部（励振部）をも必要とする場合、装置
全体を有効に適用できるが、但し、電圧Ｕ１・・・Ｕ５
の矢印及び電流の矢印を逆にしなければならない、。更
に、ダイオード４及び１２の場合夫夫アノードとカソー
ドを入れ替えなければならない。この場合負の補助電圧
は所望のように短時間内に働きが始まり、その場合、同
様に、正の補助電圧より５・・−・・・１０倍分だけ大
である。

先ず、電圧Ｕ６も所定の大きさに上昇するが、このこと
は場合により不都合である。従ってスイッチ１６が挿入
接続される。

スイッチングレギュレータＳＲの入力側に接続されてい
るスイッチ１６は当°初閉じられており、補助電圧の存
在する際はじめて開放される。

これにより、回路点Ａ１とＢ４との間に現われる電圧−
の緩慢の立上り（このことは場合により遠隔給電装置Ｆ
の不良なダイナミック特性により又はケーブル容量によ
り惹起される）の場合にも、スイッチングレギュレータ
ＳＲに無制御下で過度の電圧が供給されることが確実に
避けられる。スイッチ１６はリレーのブレーク接点とし
て構成されこのリレーのコイルは補助電圧Ｕ５−Ｕ４に
より制御されるようにすると好適である。

スイッチ１６の代わりに、いずれにしろ設けられるスイ
ッチ３な用いると特に有利である。

この個所にＭＯＳ−ＦＥＴ　３　ｍを用いる場合、その
ＦＥＴを十分な導通状態にもたらす−のに、高オーム抵
抗３ｆをそのケー）・とドレインとの間に挿入接続しさ
えすればよい。この種回路装置を第６図に示す。

第６図に示す回路装置では７ｂで示す集積回路５Ｇ３５
２４Ｊはクロック発生器６及び制御装置７として用いら
れる。この回路はクロックを発生し、幅変調された制御
パルスでスイッチングレギュレータな制御する。この回
路より送出された鋸歯状波はコンパレータ１９に供給さ
れこのフンパレータはその鋸歯状波を、ツェナーダイオ
ード２０における電圧降下分だけ減少された電圧Ｕ５と
比較する。コンパレータ１９の出力側におけるパルスて
よって、ドライバ１７を介してスイッチングトランジス
タ１１ｂが励振される。そのような簡単な装置構成によ
り達成される安定化は十分なものである。電圧Ｕ５は例
えばほぼ１６Ｖ、所属の入力電圧Ｕ４は装置全体の作動
の際遠隔給電電流ｉ　　＝［］、４Ａのもとで例えば１
．６Ｖである。

シフトレジスタＳＲにおけるスイッチ３の制ＦＥＴ　３
　ｍのケ゛−トとドレインとの間にある抵抗３ｆを次の
ように高抵抗値に保持することも可能である、即ち当該
スイッチが作動状態にてたんに著しくわずかな損失しか
生じないようにすることも可能である。

この種の補助電圧発生回路構成は他の形式で構成された
電流供給される変換器とも有利に組合され得、スイッチ
１６と組合せても、又はそれをスイッチ３で置換したり
して組合せすることも可能である（給電さるべき電流供
給される変換器が、遠隔給電電流ｌＯの電流路中に存在
するそのようなスイッチを有するようにすれば）。

また、端子Ｂ１に対する正の電圧に対する補助電圧源と
、端子Ａ１に対して負の電圧に対する補助電圧源を設け
ると有利である。

補助電圧の始動後スイッチ１６の開放および／又はスイ
ッチ３の、制御装置７によるパルスでの制御が行なわれ
る。電圧Ｕ２は差当りなお過度に低いので、制御はそれ
だけでは最大可能の入力電圧Ｕ１になることとなる。所
定の適用例に対してスイッチングレギュレータＳＲは有
利に次のように設計される、即ち 過負荷も、例えば欠陥のある負荷■により生ゼしぬられ
たものが、少なくとも短時間制御され得るように設計さ
れる。多数の負荷を有する遠隔給電装置では一般にたん
にそれらの過負荷の事態のうち１つ又は少数のものを予
期しさえすればよい。スイツチングレギユレ−りＳＲが
、そのような遠隔給電装置にて第１図のすべての回路装
置に対して同時に行なわれる作動接続の際、過負荷の場
合の処理のときと同じ動作特性な呈するならば、遠隔給
電装置の定電流源は相応して設計されなければならない
。実際の作動の場合定電流源は設計値が過大になるか、
又は全く実現され得ない。

すべての装置機器の同時の作動接続を阻止する付加的手
段を講じることができる。このことは遠隔給電される装
置の異なった構成又は調整を必要とする。

可変制御ユニット７は次のよ′うに作動される、即ち先
ず固定的又は少なくとも限られたオンオフ比を有するパ
ルス列が送出され、始動過程全体に亘り端子対Ａｉ、Ｂ
１にて、始動過程の終了後に生じ得る最大可能の入力電
圧Ｕ１ｍａＸより小さい電圧Ｕ１８□わが調整生起する
ように作動される。その際電圧Ｕ１０工。に対応する消
費電力の生じるように、先ず、スイッチングレギュレー
タＳＲが作動され、コンデンサ５が充電される。

電圧Ｕ２がその設定値を所定の小さい大きさ△Ｕ２だけ
越えると、このことは制御装置７により制御偏差として
検出され、制御装置７は通常の作動形式に切換えられる
。その際制御応答は先ず入力電圧Ｕ１の低下となって現
われ、それにより電圧Ｕ２も低下する。電圧Ｕ２の設定
値に達すると送出された電力に対応する入力電圧Ｕ１が
生じる。

始動の際オンオフ比は次のように選定すると有利である
、即ち食過■がその定格電力を消費するとき生じること
となる消費電力よりわずかに高い消費電力が生じるよう
に選定すると有利である。その場合過度に高い電力消費
を伴なう欠陥のある負荷は自動的に不十分にしか接続さ
れない。

第２の選定例によれば遠隔給電装置にて最高出力を送出
しなければならない作動の場合スイッチングレギュレー
タの始動に対する可能な消費電力が算出され、次いで所
属のオンオフ比が算出される。而して動作の場合に対し
て不要な予備を設けないでもよいようにして、遠隔給電
装置にとって可能な最短始動時間が得られる。

さらに別の選定例によれば負荷は先ず全部又は部分的に
接続が遮断され、スイッチングレギュレータの始動に対
する消費電力が、各装置機器ごとに最も低い遠隔給電電
圧を利用できる作動の場合に従って設計される。その場
合始動過程後単数又は複数の負荷が付加接続される。こ
の過程のトリガは有利に、始動過程の終りをも検出し通
常の動作形式に切換える同じ装置によって行なわれる。

そのつど所要の消費電力へ電圧を入力側で整合させる電
流−電圧変換器は入力電流が高められるとその入力電圧
を低減する。このような入帰 力電流の高まりが、障害の場合、に翳せられる帰 か否か、通常は系外部からの電流の誘導に梢せられるか
否かは検出不能である。遠隔給電回路における電流のわ
ずかな増大は差当り重要なものでなく、回路装置の機能
を損なわない。しかし遠隔給電回路における電流が所定
の程度を越えて増大すると、スイッチ３はそのようなこ
とに対して設計されなければならず、さもなければ回路
装置が故障する危険が存する。

遠隔給電電流は検出素子で検出される。インパークは非
許容の過電流中の付加的な電流路によって橋絡され得、
この付加的電流路は検出素子により制御され過電流を放
出する。この電流路は補助電圧の始動中、主変換器とし
て用いられるスイッチングレギュレータＳＲを短絡する
のと同じ装置によって簡単に形成される。

第２図のスイッチ１６によって、スイッチングレギュレ
ータＳＲの入力側が、非許容の大きな入力電流ｉｏの時
間中橋絡されるようになる。

スイッチングレギュレータＳＲのスイッチ３もこの目的
のために有利に用いられ得る。この場合上記スイッチは
過電流に対して設計されていなければならないが、この
電流をクロック周波数゛でスイッチングする必要はない
。これにより著しい簡単化が行なわれる。

第４図に示すように、スイ、ツチ１６は回路装置の始動
特性を確保するためブレーク接点１６Ｋを有するリレー
によって実現される。このブレーク接点は補助電圧Ｕ　
’５−　Ｕ　４の始動後この補助電圧によりコイル１６
ｂを介しで開放される。

過電流の放出のためリレー１６に対して有利に、端子Ｂ
１−Ａ４の線路列中で又は端子Ａ１の手前にないしＢ４
の後に第２コイルが設けられ、この第２コイルにより、
メーク接点のようにブレーク接点が閉じられる。このコ
イルは第４図に端子Ｂ１とＡ４との間に１’　６　Ｃで
示しである。

第２フイルは次のように設計されている、即ち通常の遠
隔給電電流のもとで補助電圧によりリレーの接点が開放
状態に保持され得るように設計されている。このような
手段において特に有利なことは、補助変換ｉＨが正しく
応答し得ない著しく重畳された交流電流により惹起され
る補助電圧のノイズが同じように接点１６の閉成にも役
立ちこの接点は補助変換器Ｈの正常な動作の際はじめて
、電力変換器として用いられるスイッチングレギュレー
タＳＲの作動を可能にするということである。

第２のコイルの代わりに、線路列ＡＩ−Ｂ４中に、間接
的又は直接的にスイッチ１６を閉じる例えば抵抗の形の
電流検出器を設けることもできる。このような手段は第
５図に示しである。

第５図では抵抗１６ｄにおける電圧降下により、抵抗１
６ｅｋ介してトランジスタ１６ｆ（これは通常の遠隔給
電電流の際遮断されている）が制御される。

従って、トランジスタ１６ｇは補助電圧Ｕ５−Ｕ４が生
ぜ始めると直ちに、抵抗１６ｈを介して電流な導き、ブ
レーク接点１６になフィル１６ｂを介して開き得る。遠
隔電流１０が所定値を越えると、トランジスタ１６ｆは
導通状態になる。その際制御されるトランジスタ１６ｇ
によってブレーク接点１６ｄの閉成が行なわれ得る。

回路は第６図の場合におけると類似して、時間遅延を以
って構成しで、交流電流の場合比較的に安定して動作す
るようにできる。

別の有利な実施例によればスイッチ３を過電流の除閉じ
るようＫする。この場合補助変換器Ｈはスイッチ３の能
動制御を行なわせ得るのに少なくとも十分働きつづけな
ければならない。

補助変換器Ｈの一般に比較的わずかな出力送出の際その
ことは通常可能である。

第６図には過電流を放出するのにスイッチ３が用いられ
る回路装置の一部を示す。この場合電流はスイッチ３を
形成する電力ＭＯ８−ＦＥＴしてトランジスタ４１に供
給される。トランジスタ４１は制御線路列に作用（〜、
その際スイッチングトランジスタ３ｍは継続的に導通状
態に保持されるように作用する。ただ高い過電流のみを
検出しさえすればよいので、検出素子が遠隔給電路列中
にあるか、又はスイッチ３に直列になっているか（ここ
ではスイッチングレギュレータＳＲの出力回路中を流れ
る電流が検出されない）は余り重要でない。

補助電圧の始動の際及び過電流の際のスイッチングレギ
ュレータＳＲの橋絡のための前述の各手段を組合せする
こともできる、例えば補助電圧により閉じられるブレー
ク接点を有するリレー１６と、第２のリレー（これは上
記ブ、　レーク接点に並列にメータ接点を有し過電流の
際遠隔給電回路中のフィルにより閉じられる接点を有す
る）とを組合せすることも可能である。

これらの組合せは幾らかコスト面で余分になるかも知れ
ないが、場合により実現化の際幾つかの利点をもたらす
、それというのはそのつど用いられる部品又は部品ユニ
ットは２つの所要の役割のうちの１つのみを充足しさえ
ずればよく、このような役割は比較的容易に適合され得
るからである。

ブレーク接点とそのコイル１６ｂ、１６Ｃを有するリレ
ーは場合により、電子的リレー又はリレー付き又はリレ
ー無しの電子回路としでも構成され得、その場合スイッ
チ３を共に利用し得る。

回路装置は同種又は別種の別の回路装置を有する第１図
の遠隔給電系と共に共通に給電され得る。その場合回路
装置Ｗ１・・・・・・Ｗｎ、は同じように又は異なって
構成および／又は設計され得る。

第６図の回路装置の有利な実施例では 抵抗３ｆの値は２ＭΩ 抵抗３ｇの値は１００にΩ 抵抗３Ｊの値は１ＭΩ となり得る。

ダイオード３１としては小さな暗電流を有するものが選
定されている。

発明の効果 本発明によれば補助電圧を簡単な手段で且迅速に実際上
跳躍的に作用させ得るという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は直流−給電を用いての電気的負荷への遠隔給電
装置のブロック接続図、 第２図は定量化された直流電流を定電圧に変換するスイ
ッチングレギュレータ及び補助電圧発生用装置のブロッ
ク接続図、第３図は補助電圧発生装置の詳細と共に示す
スイッチングレギュレータの回路図、第４図は過電流を
逃すためにも用いられるリレー接点が入力側に設けられ
ているスイッチングレギュレータの回路図、第５図は第
４図の装置の別の配置構成の回路図、第６図は過電流を
逃すために付加的に用いられるスイッチング素子を有す
るスイッチングレギュレータの回路図である。 １．５・・コンデンサ、２・・・チョーク、３・・・ス
イッチング素子、４・・・ダイオード、６・・・クロッ
ク発生器、７・・・制御装置、８・・電圧変換器、ＳＲ
，’Ｈ・・・スイッチングレギュレータ、ｖｌ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電気的負荷（Ｖ）へ直流電圧を供給する回路装置で
   あって、少なくとも一つの負荷が、第一のスイッチング
   レギュレータ（ＳＲ）を介して、定量化された電流（１
   ０）の供給される給電回路（ＦＫ）に接続されておりス
   イッチングレギュレータ（ＳＲ）に設けられている少な
   くとも１つのスイッチング素子（３）は補助電圧源（Ｈ
   ）から給電される制御回路（６、７）を用いて少なくと
   も近似的に一定保持すべき直流電圧（Ｕ２ないしＵ３）
   に依存して制御可能である回路装置において、補助電圧
   源は第２スイッチングレギュレータ （Ｈ）によって形成されており、該第２スイッチングレ
   ギュレータのスイッチング素子は当該スイッチングレギ
   ュレータの入力側に並列接続されており、更に前記スイ
   ッチング素子（１１）と、スイッチングレギュレータ （Ｈ）の出力側に並列に接続されたコンデンサ（１３）
   との間にダイオード（１２）が設けられており、該ダイ
   オードは当該スイッチング素子（１１）の導通状態の際
   阻止状態におかれるように極性づけられており、更に両
   スイッチングレギュレータ（ＳＲ、Ｈ）は入力側にて相
   互に直列に配置されていることを特徴とする電気的負荷
   へ直流電圧を供給する回路装置。 ２、第１スイッチングレギュレータ（ＳＲ）の入力側に
   並列に、第２スイッチングレギュレータ（Ｈ）により制
   御可能なスイッチ（１６）が配置されており、該スイッ
   チは補助電圧 （Ｕ５）の存在する際のみ開放状態におかれているよう
   に制御可能である特許請求の範囲第１項記載の回路装置
   。 ３、制御可能なスイッチ（１６）はリレーのブレーク接
   点として構成されこのリレーのコイルは第２スイッチン
   グレギュレータにより、例えば第２スイッチングレギュ
   レータの出力電圧（Ｕ５）と入力電圧（Ｕ４）との差に
   より制御されるように構成されている特許請求の範囲第
   １項又は第２項記載の回路装置。 ４、制御可能なスイッチは第１スイッチングレギュレー
   タ（ＳＲ）のスイッチング素子（３）によって形成され
   ている特許請求の範囲第１項から第３項までのいずれか
   に記載の回路装置。 ５、制御可能なスイッチ（１６）は第１スイッチングレ
   ギュレータ（ＳＲ）の入力側に直列に接続された電流検
   出器によって制御可能であり、該制御構成は所定の限界
   値を越える電流の際当該のスイッチ（１６）が閉じられ
   るようになされている特許請求の範囲第１項から第４項
   までのいずれかに記載の回路装置。 ６、電流検出器は第１スイッチングレギュレータ（ＳＲ
   ）のスイッチング素子（３）に直列に接続されており、
   さらに該スイッチング素子（３）は電流検出器によって
   制御可能であり、該制御構成は所定の限界値を越える電
   流の際前記スイッチング素子が閉じられるようになされ
   ている特許請求の範囲第１項から第５項までのいずれか
   に記載の回路装置。 ７、リレーは２つのコイルを有し該両コイルのうち一方
   は補助電圧に接続され他方は電流検出器に接続されるか
   又はこの電流検出器自体を形成する特許請求の範囲第３
   項又は第６項記載の回路装置。 ８、補助電圧源にはスイッチングレギュレータ（ＳＲ）
   の出力側と、少なくとも１つの負荷（Ｖ）との間に設け
   られた電圧インバータ（変換器）（８）が接続されてい
   る特許請求の範囲第１項から第７項までのいずれかに記
   載の回路装置。 ９　第１、第２スイッチングレギュレータ （ＳＲ、Ｈ）の制御回路（７、１５）は１つの共通のク
   ロック発生器（６）に接続されている特許請求の範囲第
   １項又は第２項記載の回路装置。 １０、別のスイッチングレギュレータ（Ｈ）は出力電圧
   （Ｕ５）が入力電圧（Ｕ４）より大であるように構成さ
   れており、一方の補助電圧は入力電圧（Ｕ４）であり他
   方の補助電圧は別のスイッチングレギュレータ（Ｈ）の
   出力電圧（Ｕ５）と入力電圧（Ｕ４）との差であって、
   補助電圧源（Ｈ）から正と負の補助電圧が送出されるよ
   うに構成されている特許請求の範囲第１項から第３項ま
   でのいずれかに記載の回路装置。