JPS6132894B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明に電力線路の擾乱を検出する電力用監
視装置、更に具体的に云えば、過大電圧のトリガ
及びリセツト動作と過小電圧のトリガ及びリセツ
ト動作に差を組込んでおき、電力線路の擾乱が検
出された前後の入力正弦波の予定のサイクルを貯
蔵する電力用監視装置に関する。

データ処理装置では、何等かの問題が検出され
た為に検査を必要をする場合が多い。問題の原因
が明らかにならず、サービスマンが「故障みつか
らず」と記録する場合が非常に多い。多く場合、
電力線路が疑わしい。この為、線路の低下又は過
大電圧を検出し、その前後の波形を貯蔵して、貴
重な診断情報を保存することにより、問題の原因
を追跡することが出来る。

電力用監視装置に使われら用な利得の大きい感
知装置に伴う問題は、それが感知している電圧の
閾値切換え点での変動に不規則的に応答すること
である。これは閾値での切換え不確定性として知
られている。従来の電力用監視装置では、この問
題を解決する為に、監視中の電圧と閾値との間の
比較を行なうのに使う演算増幅器の前後に少量の
正饋還をかけて、セツト及びリセツト用の閾値の
間にオフセツト又かは導入している。このセツト
及びリセツ用閾値の差、即ち所謂ヒステリシス
は、比較的小さな差に対して実用的でなく、セツ
ト及びリセツトの差が大きい場合には必ずしも適
当ではないので、可変の基準が望まれる。

かなり値の違う電圧を監視する為に電力用監視
装置を使う時、それに応じて閾値の設定を変えな
ければならない。従来は、特定の電圧レベル入力
で電力用監視装置を動作させる為に、多数の閾値
レベルを選択することが出来るロータリ・スイツ
チ装置を用いていた。勿論、閾値の設定値の数が
多くなれば、ロータリ・スイツチにもそれに応じ
て多数の位置を必要とする。

先行技術の或る電力用監視装置は計数器に中断
を記録するだで、後でその発生時点を装置に問題
が発生した時点と比較し、問題が電力線路の問題
であつたか或いは実際に装置の故障あつたかを判
定している。計数器で電力の中断を捕捉する以上
のことをしようとする場合、陰極線管の様な表示
装置を設け、中断の前後の波形をオツシロスコー
プから写真に撮つている。勿論、中断の前後の電
圧変動を追跡する為に、テープに出力を記録する
という様な更に大がかりな方式も使われている。
こういう構成は高価あつて、データ処理装置の簡
単な組込み電力用監視装置には適していない。

この発明は、１相又は多相電力入力線路に於け
る電力線路の擾乱を検出して貯蔵する電力用監視
装置を提供する。以下この装置を簡述すると、電
力線路の正弦波電圧は電力用監視装置に変圧器結
合される。タイミング手段発生器は、入力正弦波
をそのピーク時に標本化する為に使われるストロ
ーブ・パルスを発生する。過大尖頭電圧感知手段
は、ストローブ・パルスの時点に、予め設定され
た閾値より高い電圧上昇を表わす中断出力を発生
する。尖頭電圧が予め設定された閾値より予定量
だけ下がつた時、この中断信号が取除かれる。同
様に、過小尖頭電圧感知手段が設けられ、ストロ
ーブ・パルスの時点に、予め設定された閾値より
低い電圧降下を表わす中断出力を出すと共に、尖
頭電圧が予め設定された閾値より予定量だけ上昇
した時に、この中断出力を取除く。又、中断の前
後の入力正弦波の予め選ばれた数の電圧波サイク
ルが貯蔵される。

この発明の別の特徴は、基準閾値を設定する為
にデイジタル・アナログ変換器を使うことであ
る。こうすると、遠隔の源から基準を実際的に任
意の値に容易に変えることが出来る。

この発明の目的は、１相又は多相入力電力線路
の擾乱を検知する改良された電力用監視装置を提
供することである。

この発明の別の目的は、閾値の上下にある予定
のレベルで過大電圧及び過小電圧のリセツト作用
を使うことにより、閾値の不確定性を防止した電
力用監視装置を提供することである。

この発明の別の目的は、中断の前後の入力正弦
波の予め選ばれた数のサイクルを簡単且つ低廉に
貯蔵して、診断情報を提供する電力用監視装置を
提供することである。

この発明の別の目的は、過大電圧及び過小電圧
の設定閾値を遠隔の場所から新しい設定値に自動
的に調節することが出来る電力用監視装置を提供
することである。

第１図には電力線路の入力の１相に対する電力
用監視装置がブロツク図で示されている。過大電
圧又は過小電圧を検出して貯蔵する為の装置は、
多相入力線路の各相ごとに同じものがそれぞれ設
けられている。これに対して、ブロツク１６，２
６で示したデイジタル・アナログ変換器
（DAC）及びゲート２０，２２，３０は各相に共
通である。電力線路の電圧は、逓降変圧器及び整
流回路装置１０によつて電力用監視装置に変圧器
結合される。この正弦波電圧はタイミング・パル
ス発生器１２に結合されており、該発生器は、電
圧がゼロ軸と交差する時にゼロ交差（ZCO）パ
ルスを発生すると共に、ゼロ交差から90゜後に、
尖頭電圧感知装置１４，２４で尖頭電圧を標本化
する為のストローブ・パルスを発生する。整流さ
れた入力電圧は尖頭電圧感知装置１４，２４に印
加され、そこで90゜のストローブ・パルスによつ
て尖頭値が標本化れる。デイジタル・アナログ変
換器１６はデイジタル化した過大電圧基準をアナ
ログ電圧に変換し、このアログ電圧が尖頭電圧感
知装置１４で整流電圧と比較される。電圧が予め
設定された閾値又は基準より高ければ、ラツチ１
８がセツトされ、ゲート２０，２２を介して過大
電圧中断信号を発生する。ゲート２０は、電力用
監視装置の相２（φ２）及び相３（φ３）のラツ
チからの中断出力をも通す。大体同じ様にして、
過小電圧中断信号も発生される。即ち、タイミン
グ・パルス発生器１２からのストローブ・パルス
は、電力線路から変圧器１０を介して得られた、
整流された入力電圧と、デイジタル・アナログ変
換器（DAC）２６によつて定められた基準との
比較のタイミングを定める。尖頭電圧入力が基準
より低くなると、ラツチ２８がセツトされ、過小
電圧中断信号を発生し、これをゲート３０，２２
を通して与える。同様に、電力用監視装置の相２
及び３の対応するラツチからの過小電圧信号もゲ
ート３０を通過して中断信号を与える。ゲート２
２は多相入力の各相からのこういう過大電圧及び
過小電圧中断信号を通過させる。各相の中断信号
はゲート２２からそれぞれの計数器兼制御装置４
２に送られ、そこで各々中断信号は、計数器４２
に１４までの増数計数を開始させる。第１図に示
した相１の構成について説明すると、タイミン
グ・パルス発生器１２からのゼロ交差パルスはフ
リツプフロツプ３２に送られ、これに応てこのフ
リツプフロツプは線路周波数に等しい矩形波を発
生する。位相固定ループ３４は、フリツプフロツ
プ３２の周波数の正確の12倍の矩形波を発生す
る。これはタイミングを定め、従つて８ビツトの
アナログ・デイジタル変換器３８が１サイクル毎
に12回、線路を標本化することを可能にする。変
圧器１０から得られるアナログの正弦波は、標本
化保持回路３６に送られる。８ビツトのアナロ
グ・デイジタル変換器３８は30゜毎に、即ち１サ
イクル毎に12回、この正弦波を標本化する。この
８ビツトのデイジタル・ワードは８ビツト幅のシ
フト・レジスタ４０に入力される。シフト・レジ
スタ４０は144段を持ち、シフト・レジスタが一
杯になると、その後の入力即ち145番目の入力に
よつて、最初の入力をシフト・アウトする様に動
作する。計数器兼制御回路４２の７サイクル計数
器は、中断信号を受取つたことによつて始動す
る。７サイクルの後、この計数器の出力はシフ
ト・レジスタ４０のクロツク・パルスを阻止し、
このシフト・レジスタを再循環様式につるので、
中断の前の５サイクル及び中断の後の７サイクル
の情報が得られる。こうして貴重な診断情報がシ
フト・レジスタに貯蔵される。

次に述べた電力用監視装置のこの発明による特
徴を更に詳しく説明する。特に、尖頭電圧感知装
置１４，２４の動作と、閾値の不確定性をなくす
方法を具体的に説明する。又、デイジタル・アナ
ログ変換器１６，２６と尖頭電圧感知装置１４，
２４との組合せによつて、電圧基準、即ち別の電
圧基準又は閾値を必要とする時に、この基準を設
定する方法を詳しく説明する。計数器兼制御回路
４２の詳細、並びに全体的な貯蔵動作の詳細は、
上に述べたブロツクの若干の関連する回路につい
て説明する所で触れる。

第２ａ図には、３相電力線路入力の相１が変圧
器Ｔ１の入力に接続されることが示されている。
変圧器Ｔ１は入力電圧を逓降し、その逓降電圧は
ダイオード５０，５２によつて両波整流される。
タイミング・パルス発生器１２に含まれるゼロ交
差パルス発生器５４は、正弦波がゼロ軸と交差す
る度に、出力線Ｃ―Ｃ及び出力線５６にパルス出
力を発生する。ゼロ交差パルス発生器５４は、い
ずれも反転（−）及び非反転（＋）入力端子を持
つ２つの高利得比較器５５，５７で構成される。

比較器５５，５７の（＋）入力は中心タツプつ
き変圧器Ｔ１から来る。変圧器Ｔ１は３相変圧器
の１相を表わすす。反転入力（−）はポテンシヨ
メータ３３の設定位置いよつて決まる負の小さな
電圧だけ、ゼロ・ボルト位置からずれている。こ
のポテテンシヨメータ３３の設定位置によつて、
ゼロ交差パルスのパルス幅も決まる。ポテンシヨ
メータ３３によつて定められた電圧が負であれば
ある程、パルス幅が広くなる。この負の小さな電
圧が、各々の比較器５５，５７に対する電圧基準
Ｖ_Rを定める。抵抗３５，３７，３９，４１及び
ダイオード４３，４５，４７，４９は変圧器Ｔ１
の電圧を回路に合うレベルまで分圧し且つクラン
プする。動作について説明すると、比較器５５，
５７の出力はその正の入力と同相である。従つ
て、比較器５５，５７に印加される（＋）入力が
負の基準Ｖ_Rより正である時、出力は高レベル
（＋５Ｖ）であり、（＋）入力が基準Ｖ_Rより負で
ある時、出力は低レベル（０Ｖ））である。比較
器５５，５７の（＋）端子の対する入力は、変圧
器作用の為に互いに180゜位相がずれていること
に注意されたい。比較器５５，５７の出力は線４
４に共通接続されている。使つた比較器はコレク
タ開放トランジスタを持ち、低レベルの出力を持
つ比較器の方が優位になる様な出力になつてい
る。この為、ZCO点の時を別にすると、線５６
の出力は常に低レベルであるが、ZCO点では、
両方の比較器に対する入力はＶ_Rよりも正であ
る。この時、前に述べた様にＶ_Rの設定によつて
決まるパルス幅を持つ正のパルスが発生される。

ゼロ交差パルス発生器５４の比較器５５，５７
から発生されたゼロ交差（ZCO）パルスは第１
及び第２のシングルシヨツト回路５８，６０に直
列的に送られる。シングルシヨツト回路５８はシ
ングルシヨツト回路６０に対して遅延したトリ
ガ・パルを供給する。この遅延は、シングルシヨ
ツト回路６０からのストローブ・パルス出力がゼ
ロ交差パルスより90゜後に発生する様に選ばれ
る。ストローブ・パルスは正弦波状電圧入力の尖
頭値の所で発生する筈である。

過大尖頭電圧装置１４は、いずれも反転（−）
及び非反転（＋）端子を持つ２つの比較器６２，
６８を有する。これらの比較器の動作は、非反転
入力の方が反転入力よりも負である限り、低レベ
ルの出力が発生される様になつている。非反転入
力が反転入力よりも正になると、高レベルの出力
が発生される。

比較器６２，６８の動作の別の見方として、比
較器に記入した極性が得られた時、何時でも出
力、即ち高レベルの出力が発生されると考えてよ
い。比較器６２の（−）即ち反転端子には、過大
電圧基準が印加される。この過大電圧基準はデイ
ジタル・アナログ変換器（DAC）６３から来
る。この変換器は遠隔からのデイジタル入力を受
取り、それを過大尖頭電圧感知装置１４に対する
閾値基準として役立つ電圧に変換する。比較器６
２に対する他方の入力は逓降変圧器Ｔ１から来る
もので、ダイオード５０，５２によつて両波整流
され且つ抵抗６４，６５によつて分圧された後、
比較器６２の非反転端子、即ち（＋）端子に印加
されらる。この信号の電圧レベルは、精密級抵抗
で構成された分圧回路６４，６５の値によつて決
定される。コンデンサ６４ａ，６９ａは高周波数
雑音を波する。

同様に比較器６８はデイジタル・アログ変換器
６３から過大電圧基準を入力として受取るが、そ
れを非反転端子（＋）に受取る点が比較器６２と
異なる。監視中の入力波形は、ダイオード５０，
５２によつて整流され且つ抵抗６６，６９によつ
て分圧された後、比較器６８（−）端子に印加さ
れる。抵抗６６の抵抗値は抵抗６５より小さいこ
とに注意されたい。即ち、比較器６８の（−）端
子に印加される電圧は比較器６２の（＋）端子に
印加される電圧より大きく、その差は抵抗値の差
によつて決定される。この差が第３図の波形Ａ及
び波形Ｂに見られる。基準Ｖ_Rは両方の波形で同
じであり、監視中の波形の電圧レベルの差は、波
形Ｂの電圧Ｖ_Bが波形Ａの電圧Ｖ_Aより高いことに
よつて示されている。ここで注意すべきこは、３
番目及び４番目のサイクルで波形Ａが基準Ｖ_Rを
越えることである。つまり、比較器６２に示した
極性が得られるのは、監視中の電圧の３番目及び
４番目のサイクルが基準Ｖ_Rを越える時であり、
従つて比較器６２は波形Ｃで示す様に、この両方
の時間に出力を発生する。前に得られた90゜のス
トローブ・パルスは各々のナンド・ゲート７０，
７１に一方の入力として印加される。比較器６２
からの出力が高レベルであつて、電圧Ｖ_Aが閾値
Ｖ_Rより高いことを示し、且つストローブ・パル
スが存在する時、第３図の波形Ｄに示す様に出力
パルスが発生される。これらのパルスにより中断
ラツチ、１８のラツチ動作又はセツト動作が行な
われる。リセツト動作は、比較器６８からの高レ
ベルの出力と90゜のストローブ・パルスとの一致
によつて行なわれらる。波形Ｂ及び波形Ｅから判
る様に、比較器６８について示した極性が得られ
るのは、波形Ｅが高レベルになる時である。極性
変化する時、即ち、波形Ｂの電圧Ｖ_Bが電圧基準
Ｖ_Rより高くなる時、第３図の波形Ｅのサイクル
３，４及び５に示す様に、低レベルが得られる。
ナンド・ゲート７１は、比較器６８からの高レベ
ルの出力と一致してストローブ・パルスを受取る
度に、出力パルス（波形Ｆ）を発生する。これら
のパルスはラツチ１８のリセツト端子に印加され
るが、このラツチがセツト状態になければ、何の
影響もない。この様に、波形Ａ及びＢの電圧レベ
ルが異なるので、相異なる閾値でリセツトが行な
われる。例えば、波形Ａの５番目のサイクルが過
大電圧基準Ｖ_Rより下がると、先行技術の場合に
は、中断ラツチ１８がリセツトされることになろ
う。然し、上に説明した２つの比較器から成る構
成では、波形Ｂの５番目のサイクル電圧Ｖ_Bは依
然として電圧基準Ｖ_Rより高く、従つて、過大電
圧が２つの比較器に対する入力の電圧の差によつ
て決まる分だけ改善されるまでは、リセツトを起
さない。この為、基準Ｖ_Rより低い尖頭電圧Ｖ_Bと
一致する次のストローブ・パルスの時に、リセツ
ト動作が行なわれる。第３図の波形Ｂに示す場
合、これは６番目のサイクルである。この様にリ
セツト動作の差又はヒステリシスを組込んだこと
により、リセツト動作がセツト動作の閾値と同じ
閾値の場合に起つた様な閾値の不確定性がなくな
る。過大電圧を表わすラツチ１８の出力はナン
ド・ゲート２０に印加される。相２及び３に対す
る同様な検出器からの過大電圧を表わすラツチの
出力は、相１の入力と共にナンド・ゲート２０を
通過する。任意の相からの過大電圧を表わすナン
ド・ゲート２０の出力は、ノア・ゲート２２に接
続される。

過小尖頭電圧感知装置２４は、過大尖頭電圧感
知装置１４について述べたのと同じ原理に基づい
て動作する。監視中の正弦波はダイオード５０，
５２で両波整流され、抵抗７６，８１によつて分
圧され、比較器７８の反転（−）端子に印加され
る。同じ整流された正弦波電圧は、精密級抵抗８
０，８３によつて分圧された後、比較器７９の
（＋）端子に印加される。コンデンサ７６ａ，８
０ａは高周波数の雑音を波する。比較器の入力
線に入つている夫々の分圧回路に使う抵抗の抵抗
値が違うことにより、電圧の差又はヒステリシス
が得られる。例えば、比較器７８の（−）端子に
対する入力線に入つている抵抗８１は10.2キロオ
ームであるが、比較器７９の（＋）端子に対する
入力線に入つている抵抗は10.7キロオームであ
る。第４図に示す波形Ａ及びＢの比較から判る様
に、抵抗が小さくなれば、電圧が大きくなる。過
小電圧基準はデイジタル・アナログ変換器８２か
ら来る。この変換器はデイジタル形式の過小電圧
基準を受取り、それを対応するアナログの電圧基
準レベルに変換する。この電圧基準レベルは比較
器７８の（＋）端子と比較器７９の（−）端子と
に印加される。上に述べた比較器の動作特性を念
頭におかれたい。即ち、比較器から高レベル又は
正の出力が得られるのは、実際の電圧入力の関係
が、その比較器に記入した極性に対応する時であ
る。比較器７８の場合、監視中の電圧が基準電圧
レベルより低くなる時に高の出力が得られる。比
較器７９では監視中の電圧が基準電圧より高くな
ると、高出力が得られる。

これらの比較器の動作を判り易くする為、特性
的な波形を第４図に示してある。閾他Ｖ_Rは過小
電圧基準によつて定められて、従つて、監視中の
電圧Ｖ_Aが基準電圧Ｖ_Rより低い、即ちＶ_AがＶ_Rよ
り小さい限り、波形Ｃに示す様に比較器７８は高
レベルを発生する。極性が変わると、即ち、Ｖ_A
がＶ_Rより大きくなると、負の出力が得られる。
この為、３番目及び４番目のサイクルに見られる
様に、Ｖ_AがＶ_Rより低くなると、出力波形Ｃは正
又は高レベルになる筈である。ストローブ・パル
スと比較器７８の出力が高状態になる時、波形Ｆ
の出力が得られる。これはナンド回路８４による
反転作用の為の負パルスである。前に述べた様
に、リセツト用の比較器７９は監視中の入力電圧
を正の端子に受取り、過小電圧基準電圧を負の端
子に受取る。Ｖ_Bが基準Ｖ_Rより小さい限り、波形
Ｄに見られる様に、比較器７９の出力は低レベル
である。Ｖ_Bが閾値基準Ｖ_Rを越えると、正の出力
が得られる。波形Ｄに示す正のパルスは、基準Ｖ
_Rより高くなつた電圧の尖頭値に対応する。90゜
のストローブ・パルスと比較器７９からの正の出
力パルスとの一致が、ナンド回路８６のアンド作
用により、波形Ｇに示す反転出力になつて現われ
る。これらのパルスを使つてラツチ２８をリセツ
トする。ラツチ２８が既にリセツト状態にあれ
ば、これらのパルスは何の影響もない。第４図の
波形で示した例では、ラツチは波形Ｆの最初の負
のパルスによつてセツトされ、波形Ｇの最初の負
のパルスまでリセツトされない。セツト状態にあ
る時のラツチ２８の出力は、波形Ｌの低レベルで
表わされる。このラツチ出力はナンド回路３０を
通過する。このナンド回路は、その反転特性の
為、ノア回路２２に対して高レベルのラツチ信号
を送り、そしてこのノア回路は反転出力、即ち中
断を表わすレベルの出力を発生する。３相電力入
力の相２及び３もナンド回路３０に接続されてい
ることに注意されたい。３相のいずれかに過小電
圧状態があると、過小電圧中断信号が発生され
る。次に、第２ｂ図を参照するに、デイジタル形
式の12サイクルの正弦波情報は144段を有する８
ビツト幅のシフト・レジスタ４０に貯蔵される。
このデイジタル情報は８ビツトのアナログ・デイ
ジタル変換器３８によつてシフト・レジスタ４０
に送り込まれるが、この変換器は30゜毎に正弦波
入を監視し、それを８ビツトのデイジタル・ワー
ドに変換し、このデイジタル・ワールドがシフ
ト・レジスタ４０に送られる。30゜毎に新しいワ
ードがシフト・レジスタ４０に入り、この為、１
つのワードが存在する。従つて、シフト・レジス
タ４０を出て行く情報は常に12サイクル前のもの
である。即ち、データが144段をシフトするのに
要する時間だけ遅延している。Ａ／Ｄ変換器３８
の毎回の変換の後、その出力線１００に低レベル
の変換終了信号が発生される。この出力の負の遷
移はシングル・シヨツト１０２をトリガして、こ
のシングル・シヨツトからシフト・レジタ４０に
対するクロツク・パルスを生ぜしめる。出力線１
００は標本化保持ブロツク３６にも接続され、該
ブロツクに対する制御信号を供給する。アナログ
の正弦波は第２ａ図に示した変圧器Ｔ１から得ら
れる。この入力を第２ｂ図にＢ―Ｂで示してあ
る。アナログ正弦波は標本化保持回路３６に送り
込まれる。標本電圧は８ビツトのアナログ・デイ
ジタル変換器３８に印加され、そこで電圧がデイ
ジタル情報に変換され、変換されたデイジタル情
報は前に述べた様にシフト・レジスタ４０に送ら
れる。第２ｂ図にＡ―Ａと記した中断信号がノア
回路２２の出力から受取られる時、フリツプフロ
ツプ８８がセツトされ、このフリツプフロツプは
これに応じてZCOクロツク・パルスを計数器８
９に通過させる。Ｃ―Ｃと記したZCOパルスは
シングル・シヨツト９６から接続線８５を介して
アンド回路９１に送られる。フリツプフロツプ８
８の高レベルの出力はアンド・ゲート９０で計数
器８９の通常高の出力とアンド作用にかけられ、
アンド・ゲート９１に対する入力を発生する。こ
の入力は、正のゼロ交差パルス一致した時、アン
ド・ゲート９１を条件付け、計数器８９を増数す
る。計数器８９は１サイクル毎に２回パルス駆動
を受け、７サイクル後に最終カウントに達する。
最終カウントに達すると、計数器８９の出力は低
に切換わる。アンド・ゲート９０，９１の出力は
低に切換わり、計数器８９に対するクロツク・パ
ルスを禁止する。計数器８９の低の出力はアン
ド・ゲート９２を禁止し、オア・ゲート９５及び
シフト・レジスタ４０に対するクロツクパルスを
停止する。それと同時に、最終カウントにある計
数器８９からのこの出力は、接続線９３を介して
シフト・レジスタ４０を再循環様式にする。この
再循環状態の間、クロツク・パルスは外部クロツ
ク・パルス源から入り、アンド・ゲート９４に印
加される。これらのクロツク・パルスは計数器８
９の出力パルスを反転したものを共にゲートさ
れ、オア回路９５を介してシフト・レジタ４０に
送られ、このシフト・レジスタに貯蔵された12サ
イクルの情報を絶えず再生するのに必要なシフト
動作を行なわせる。勿論、貯蔵されたこの情報は
正常な線路電圧情報の５サイクルと、中断の後の
７サイクルとを含む。フリツプフロツプ８８にリ
セツトが印加される時、計数器８９がリセツトさ
れ、それによつてシフト・レジスタ４０は再び普
通の動作様式になる。即ち、８ビツトのアナロ
グ・デイジタル変換器３８及びシングル・シヨツ
ト１０２の制御の下に、オア回路９５から連続的
にクロツク・パルスを受取る。

Ｃ―Ｃと記したゼロ交差パルスはパルス整形の
為にシングル・シヨツト９３に送られ、そこから
計数器８９に対する制御回路に送られる。更にゼ
ロ交差パルスはフリツプフロツプ９２をトリガ
し、このフルツプフロツプの出力は線路周波数に
等しい周波数を持つ矩形波になる。フリツプフロ
ツプ９２の出力は位相固定ループ３４にある位相
検出器９７に接続される。位相検出器９７はフリ
ツプフロツプ９２からの入力信号号の位相を、電
圧制御発振器又はマルチバイブレータの出力から
線１０３を介して送られて来る饋還信号と比較す
る。饋還回路には1/12分周器としての計数器９９
が入つている。フリツプフロツプ９２の出力と計
数器９９の出力との間で行なわれ位相検波器９７
での比較により、位相差を表わす誤差電圧が発生
され、この誤差電圧が発振器９８を線路周波数の
12倍の周波数に固定する。この為、電圧制御マル
チバイブレータ９８からは、フリツプフロツプ９
２の矩形波出力の周波数の正確に12倍の出力が得
られる。電圧制御マルチバイブレータ９８の出力
は、計数器９９を介して、位相検出器９７に対す
る１つの入力として饋還される。計数器９９は12
個の入力パルス毎に１つの出力パルスを発生す
る。云い換えれば、計数器９９は1/12の分周を行
なう。電圧制御マルチバイブレータ９８の出力は
シングル・シヨツト１０１をトリガする。このシ
ングル・シヨツトは付能パルスを形成し、その付
能パルスが８ビツトのアナログ・デイジタル変換
器３８に送られれ、この為変換器３８は30゜毎
に、即ち１サイクル毎に12回、入力を標本化する
ことが出来る様になる。電力線路入力の相Ａに過
大電圧又な過小電圧の中断を発生した時、波形を
表わすデイジタル情報がシフト・レジスタ４０に
貯蔵され、かくて中断前の５サイクルの情報と中
断後の７サイクルの情報とが利用出来る様にな
る。この情報は診断用に重要であり、入力電力が
データ処理装置の駆動に使われている場合は特に
そうである。電力線路入力の各相に対してシフ
ト・レジスタと関連した制御回路とがある。即
ち、第２ｂ図に示した回路が各相に設けられてい
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は多相電力監視装置の１相の回路接続を
示すブロツク図、第２ａ図及び第２ｂ図は第１図
の電力用監視装置の各ブロツクを更に詳しく示す
ブロツク図、第３図は第２ａ図の過大尖頭電圧感
知装置に関連する波形を示すグラフ、第４図は第
２ｂ図の過小尖頭電圧感知装置に関連する波形を
示すグラフである。 主な符号の説明、Ｔ１……変圧器、１２……タ
イミング・パルス発生器、１４……過大尖頭電圧
感知装置、２４……過小尖頭電圧感知装置、３８
……アナログ・デイジタル変換器、４０……シフ
ト・レジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 下記構成要件(イ)乃至(ヘ)より成る電力線路の擾
   乱を検出する電力用監視装置。 (イ) 前記電力線路からの正弦波電圧を結合する変
   圧器手段。 (ロ) 前記変圧器手段へ接続され、前記正弦波電圧
   を刻時及びサンプルするためのゼロ交差パルス
   及びストローブ・パルスをそれぞれ発生するタ
   イミング発生手段。 (ハ) 第１及び第２の比較手段、該比較手段の一方
   の入力へ過大電圧閾値をそれぞれ供給する第１
   のデイジタル・アナログ変換器、該比較手段の
   他方の入力へ予定の電圧レベルだけ異なる分圧
   された前記正弦波電圧とそれぞれ供給する第１
   の分圧手段を含み、前記ストローブ・パルスの
   時点で比較的高い前記分圧された正弦波電圧が
   前記過大電圧閾値より高いときは中断出力を発
   生し且つ比較的低い前記分圧された正弦波電圧
   が前記過大電圧閾値より低いときは前記中断出
   力を取去るように構成されている過大尖頭電圧
   感知手段。 (ニ) 第３及び第４の比較手段、該比較手段の一方
   の入力へ過小電圧閾値をそれぞれ供給する第２
   のデイジタル・アナログ変換器、該比較手段の
   他方の入力へ予定の電圧レベルだけ異なる分圧
   され前記正弦波電圧をそれぞれ供給する第２の
   分圧手段を含み、前記ストローブ・パルスの時
   点で比較的低い前記分圧された正弦波電圧が前
   記過小電圧閾値より低いときは中断出力を発生
   し且つ比較的高い前記分圧された正弦波電圧が
   前記過小電圧閾値より高いときは前記中断出力
   を取去るように構成されている過小尖頭電圧感
   知手段。 (ホ) 前記正弦波電圧の予定数のサイクル状態を逐
   次に更新貯蔵する循環貯蔵手段。 (ヘ) 前記過大尖頭電圧感知手段又は前記過小尖頭
   電圧感知手段からの前記中断出力を検知してそ
   の一定時間経過後に前記貯蔵手段を停止させ且
   つ該貯蔵手段を再循環モードで動作させる手
   段。