JPS6130984A - 電動機の速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はディジタル式位置検出器を用いて電動機の位置
、速度を制御する制御装置に係シ、特に低速時の安定性
を向上するのに好適な電動機の速度制御装置に関する。

〔発明の背景〕

ロボット、ＮＣ工作機械などの位置制御装置では、単位
移動量に対して数値が１だけ変化するディジタル式位置
検出器、例えばエンコーダなどが位置信号のフィードバ
ック用に使われている。更に、最近では位置信号を速度
フィードバック信号としても用いられ始めている。即ち
、一定時間の位置検出器の出力信号の変化量から速度を
計算するようにしている。しかし、ディジタル式位置検
出器では単位移動量分の変化がないと出力が変化しない
ので、速度を検出する一定時間内で単位移動量以下しか
動かないような低い速度で制御する場合には速度が検出
できなくなる。

このことを解決する方法として、例えば雑誌「費用電機
」第４７巻Ａ４の第２３９〜２４６頁に記載されている
ものが知られている。

上記文献に記載されている方法は以前の速度検出値を用
いて補間演算することで低速での速度検出を行ない電動
機の速度制御を行うようにするものである。この方法は
非常に簡単で、有効な方法ではあるが、現時点以前の検
出値のみを用いて推定しておシ、極めて低速で加減速す
るような速度制御性能を必要とする用途に対する考慮が
なされていないという問題点がある。

また、速度制御系をマイナーループとして備えた位置制
御系で、１単位移動量だけの位置決めを行う場合には速
度制御系のフィードバック信号が得られないことになシ
、応答性をあげることが難かしいという問題点を有する
。

〔発明の目的〕

本発明の目的はディジクル式位置検出器の出力が単位移
動量変化するのに要する時間が長くなる低速度において
も、安定かつ精度よく制御できる電動機の速度制御装置
を提供するにある。

〔発明の村５要〕 本発明の＠徴とするところは、ディジタル式位散検出器
の出力信号が変化しない間は′６促１ト“１の発生トル
ク及び負荷トルクの推定（ＩＩ：から電動機の速度を推
定し、その値を速度フィードバック信号として用いると
ともに、出力信号が変化した時点では速度推Ｗ値と、位
置検出器の出力信＋３変化から得らｔｔた速度検出値と
を比較することによって、負荷トルクを推定するように
したことにある。このようにすると、ディジタル式位置
検出器の出力信号が長い時間変化しない低速度でも、速
度フィードバック信号が得られるので安定な速実制御が
可能となる。

〔発明の実施例〕

第１図に本発明の一実施例を示す。第１図は直流電動機
の速度制御装置に本発明を適用した例である。

第１図において速度制御回路１は速度指令信号Ｎｒと速
度推定回路９から得られた速度フィードバックＮｆとを
用いて速度制御演算を行い電流指令信号Ｉｒを求める。

電流制御回路２は電流指令信号Ｉｒと電流検出器７で得
られた電流フィードバック信号Ｉｆとを用いて電流制御
演算を行い、その結果がベース信号発生回路３を介して
電力変換回路５に与えられる。電力変換回路５のトラン
ジスタのスイッチング動作により直流電源４の電圧が制
御されて直流電動機６へ印加され、トルク及び回転数を
変化させる。直流電動機６に流れる電流は電流検出器７
Ｖｃよって検出され、電流フィードバック信号Ｉｆとし
て用いられる。直流電動機６が回転し回転位置の変化量
が定められた値になるとインクリメンタルエンコーダ（
以下、エンコーダと略称する）８がパルスＰｅを生じる
。

パルスＰｅと電流フィードバック信号工１が速度推定回
路９に入力される。

第２図に速度推定回路９の一例構成を示す。

第２図において電流フィードバック信号Ｉｆは加減算回
路１０Ｖｃ図示の極性で加えられる。加減算回路１０の
出力は積分回路１１を介して速度フィードバック信号Ｎ
ｆとなる。エンコーダ８の出力パルスＰｅは単安定回路
１２Ｖｃトリガ一信号として加えられる。単安定回路１
２は速度フィードバック信号Ｎｆに反比例した時間幅を
もつパルス信号Ｐ。を発生する。信号変換回路１３はパ
ルス信号Ｐ。が″′１″レベルのときが−Ｅボルトの信
号を出力し、また、′０”レベルのとき＋Ｅボルトの信
号を出力する。信号変換回路１３の出力信号はフィルタ
１４Ｖｃよって平滑される。フィルタ１４の出力は比例
回路１５あるいは積分回路１６を介して加減算回路１０
へ戻される。なお、第２図において、Ｓはラプラス演算
子、Ｋ＋　、　Ｋｔ　Ｋｓは定数である。

第３図に電動機６が一定速度で回転している場合の各部
の動作波形を示す。一定速度で回転している場合にはエ
ンコーダ６の出力パルスＰｅは第３図のように等間隔で
発生する。積分回路１１の出力Ｎｆａ単安定回路１２の
出力パルスＰ０のパルス幅がエンコーダ８の出力Ｐｅの
１／２周期となるような値となっている。この結果、信
号変換回路１３の出力Ｐ１を平滑したフィルタ１４の出
力ＦＯけ僅かに脈動しているが、その平均値は零となる
。このために、比例回路１５の出力は零となり、積分回
路１６の出力ＩＬは一定値となっており、その値は電流
フィードバック信号１１と同じになる。

このような一定回転数の状態から、負荷が大きくなシ速
度が減少した場合の動作波形を第４図に示す。Ａ点から
エンコーダ８の出力パルスＰｅの周期が長くなったとす
る。Ａ点においてけＩｆ＝ＩＬであ）フィルタ１４の出
力Ｆ０　も零になっている。Ｂ点を過ぎるとフィルタ１
４に加わる入力パルスＰ、の＋Ｅが長くなる。この結果
、０点ではフィルタ１４の出力Ｆ。が正の値になり、積
分回路１６、比例回路１５の出力も正の値で大きくなる
。このために、加減算回路１０の出力は減少し、積分回
路１１の出力、即ち速度フィードバック信号Ｎｆが減少
する。このような動作が繰返し行われ、速度フィードバ
ック信号Ｎｆの値が減少する。この現象はエンコーダ８
の出力パルスＰｅの周期の１／２に単安定回路１２の出
力パルス幅がなるまで続けられ、１／２となった時点で
速度フィードバック信号Ｎｒは一定となる。

このようにすると、エンコーダ８の出力パルスＰｅを用
いても第４図のＮｆのような連続した速度検出値が得ら
れる。即ち、エンコーダ８の出力パルス周期が長くなる
低速においても速度フィードバック信号Ｎｆが連続的に
得られることになる。

したがって、第１図においては安定した速度制御性能が
極めて低速まで可能となる。

第５図に本発明の他の実施例を示す。

第５図において第１図と同一番号は相当物を示す。第５
図において、１７けマイクロコンピュータ（以下、マイ
コン１７と略称する）、１８はディジタル式ベース信号
発生１司略１９は電流検出器７の出力をアナログ値に変
換するＡ／Ｄ変換器２０は一定周波数のクロックパルス
を発生するクロックパルス発生器、２１はカウンタであ
る。

マイコン１７けエンコーダ８の出力パルスＰｅが発生し
た時点で第６図に示したフローチャートに従い速度推定
（ＯＢＳ）の演算を行う。また、一定時間Ｔａ毎に第７
図のフローチャートに従い速度制御（ＡＳＲ）の演算を
行い、一定時間Ｔｃ毎に第８図のフローチャートに従い
電流制御（八〇Ｒ）の演算を行う。これらの処理の優先
順位は速度推定ＯＢＳ、電流制御ＡＣＲ，速度制御ＡＳ
几の順としており、第８図のようなタイムチャートで実
行される。

エンコーダ８がパルスＰｅを発生するト、マイコン１７
けパルスＰｅを割込み端子ＩＮＴＶｃ入力し第６図の処
理を実行する。最初にステップ３０゜３１の処理を行い
、カウンタ２１の値Ｔｐを入力するとともに、カウンタ
２１をリセットする。ステップ３２でカウンタ値のＴｐ
の逆数Ｎｐを計算する。カウンタ２１のカウント値Ｔｐ
は２個のエンコーダパルスＰｅの時間間隔でアシ、その
逆数Ｎｐはエンコーダ出力パルスＰｅの周波数、即ち直
流電動機６がエンコーダ８の１パルス分だけ移動したと
きの平均速度を意味する。

次に、ステップ３３でＮｆの計算を次式で行う。

ここで、Ｎｆｍ　は１１次点の速度フィードバック信号
の値であり、Ｎｆはエンコーダ８の出力パルス間の平均
速度の予測値である。ステップ３４でｍをＯＫ段設定る
。ステップ３５では予測した値Ｎｆと実際に検出した速
度Ｎｐとの差ΔＮを計算する。

偏差ΔＮは負荷トルクが実際値と予測値で異なっている
ことから生じるので負荷トルク相当の電流値Ｉｔ及び第
２図比例回路１５の出力と積分回路１６の出力ＩＬの加
算値ＩＮをステップ３６で求めて修正する。ステップ３
６の演算におけるに！。

ｋＰは定数である。このようにして得られた信号ＩＬ、
ＩＮは次にエンコーダパルスが発生して修正されるまで
保持される。

速度制御ＡＳＲ，は第７図のフローチャートで処理され
る。第５図には示していないが、マイコン１７はステッ
プ３７で速度指令Ｎｒｍを入力する。

次に、ステップ３８で現時点の速度フィードバック信号
Ｎｆｍとの差Ｎｅを計算する。ステップ３９で速度偏差
ＮｅＫ比例ゲインに、を乗算し、電流指令Ｉｒｍを計算
する。

電流制御ＡＣＲでは、速度制御ＡＳＲよシ短かい周期Ｔ
ｃ毎に第８図の処理を行う。マイコン１７けステップ４
０において電流検出器７、Ａ／Ｄ変換器１９を介して電
流フィードバックＩｆｍ　を入力する。次に、ステップ
４１の処理で電流制御演算を行い、ディジタル式ベース
信号発生回路１８に設定する値αを求める。ステップ４
１における演算のに、け定数である。この結果は、ベー
ス信号発生回路１８へ設定され、電力変換回路５のトラ
ンジスタを動作させ、所望の電流を直流電動機６へ供給
する。次に、ステップ４３で速度フィードバック値Ｎｆ
ｍを次式で求める。

Ｎｆｍ＝Ｎｆｍ＋ｋｏ（Ｉｆｍ　　ＩＮ）　　　・−・
（２）ｋｏは定数 即ち、第２図で示した加減算回路１０と積分回路１１相
当の演算を（２）式で実行する。このようにして得られ
た速度フィードバック値Ｎｆｍ　　を前回の速度フィー
ドバック値ＮｆｍＫステップ４４を加算する。これは、
（１）式で示したΣＮｆｍの計算を行うことに相当する
。余後に、ステップ４５でｍの値を１だけ増加する。

これらの処理を、第９図に示すタイムチャートのように
して演算し直流電動機６の電流、速度をディジタル制御
する。

このように、第５図の実施例では第９図のようにエンコ
ーダ８の出力パルス列の間隔が極めて長くなる低速の場
合でも、速度制御を行う時点で必らず最新の速度フィー
ドバック信号が得られるので安定な制御が可能となる。

また、速度フィードバック信号を求めるのに特別なハー
ドウェアの追加を必要とせずに、制御演算に用いるマイ
コンを共用できるので回路構成が簡単となる。また、エ
ンコーダパルスが発生した時点に実際の速度と予測した
速度とを比較し、その差をなくすように予測値を修正し
ているので、その予測した速度フィードバックは比較的
正確なものとなる。更に、負荷トルクの推定は、正確に
計算できるエンコーダにパルスが発生した時点のみに行
っているので、正確な負荷トルク推定も可能となる。

第１０図に本発明の他の実施例を示す。第１０図におい
て第１図と異なっているのけ電流制御回路５０である。

電流制御回路５０け速度制御回路１から得られる電流指
令信号Ｉｒ、電流検出器７の出力である電流フィードバ
ック信号Ｉｆ及び速度推定回路９から得られる負荷トル
ク相当電流Ｉｔを入力し、その結果としてベース信号発
生回路３への出力信号を発生する。例えば、電流指令信
号Ｉｒと負荷トルク相当電流ＩＬを加算し、その加算値
から電流フィードバックＩｆを減算し、その結果に何ら
かの補償演算、例えば比例＋積分補償などを行って、ベ
ース信号発生回路３を動作させる信号を発生する。この
ようにすると、直流電動機６へ負荷が急に加わった場合
に、その負荷の大きさを負荷トルク相当電流ＩＬとして
検出でき、その値に比例した電流を流すので、負荷変化
時の速度変化量が極めて小さな制御が可能となる。また
、負荷相当電流ＩＬの検出には速度フィードバック信号
Ｎｆを得る回路を共用できるので回路構成も簡単となる
。

第１１図に本発明他の実施例を示す。第１１図は第５図
の実施例にエンコーダ８の出力パルスＰｅを計数するカ
ウンタ５１を設けて位置制御を行うようにしたものであ
る。マイコン１７は位ｔ４指令からカウンタ５１で検出
された位置フィードバック値を減算し、その結果から速
度指令信ちＮｒを計算する。マイコン１７はこのように
して得られた速度指令信号Ｎｒを用いて、第５図の実施
例で述べたような速度制御、電流制御演算を行い、直流
電動ＰＡ６の回転位置を指令されたように制御する。

今、回転位置の指令として１パルス分が与えられたとす
ると第１２図のような動作波形となる。

マイコン１７では位置偏差として１を計算し、その値に
位置制御系のゲインに、をかけて速度指令信号Ｎｒとす
る。一方、速度フィードバック信号ＮｆＶｉ電流フ電流
フィードクツ号Ｉｆ　と推定されている負荷トルクとで
前述したような速度推定計算を行って得る＝このような
速度指令信号Ｎｒと速度フィードバック信号Ｎｆを用い
て速度偏差を算出し、その値に比例＋積分補償などの演
算を施し電流指令信号Ｉｒとする。電流指令信号Ｉｒと
Ａ／Ｄ変換器１９で検出された電流フィードバックＩｆ
とにより補償演算を行い直流電動機６に供給する電流を
制御する。

このようにして直流電動機６を駆動し、１パルスだけ移
動すると位置指令は零となる。この結果、速度偏差は負
になり、直流電動機６に逆の電流を流し、更に１パルス
を発生しない距離で停止させることが可能となる。この
ように、１パルスだけ移動する間にも何回かの速度フィ
ードバック信号Ｎｆが得られるので１パルスという非常
に短かい距離の位置決めも安定に制御できる。

第５図、第１１図で示したマイコンを用いた実施例では
第９図のタイムチャー）Ｋ示したように、速度推定計算
ＯＢＳに処理時間が必要である。

このために、エンコーダの出力パルス周波数が高くなる
高速では、推定計算が終了しないうちに次のエンコーダ
パルスが発生する。このような場合の対策として、第１
１図の実施例ではマイコン１７のソフトウェアを追加し
て次の処理を行っている。

速度推定計算が必要なのは低速の場合である。

速度制御のサンプリング周期Ｔｓ内に、いくつものエン
コーダパルスが入ってくる場合には、周期Ｔｓ内のエン
コーダパルスを計数することで速度が得られる。このよ
うなことから、速度制御のサンプリング周期Ｔｓ内のパ
ルス数が変化しているかどうかをカウンタ５１で検出さ
れるパルス計数値から判定し、その値が一定値以上の場
合は速度推定計算を停止し、カウンタ５１の検出値の変
化分から速度を求め、その値を速度フィードバック信号
Ｎｔとする。

このようにすると、直流電動機６が高速運転する場合に
も安定な制御が可能となる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によればディジタル式位置検
出器の出力が長い時間変化しないような低速度の状態で
も速度フィードバック信号が得られるので、安定な制御
が可能となる。

なお、上述の実施例は直流電動機について説明したが、
交流電動機、油圧モータなどにも適用できることは勿論
である。また、電動機が発生しているトルクを直流電動
機の電流を検出することによって得ているが、他の方法
、例えばトルクセンサを設けたυ、電流指令信号を用い
たり、交流電動機に流れる各相の電流を演算して得るな
どして電動機が発生しているトルク相当の信号が得られ
れば本発明は適用可能である。更に、ディジタル式位置
検出器としてインクリメンタルエンコーダを例にとって
説明したが、アブソリュートエンコーダ、レゾルバなど
の位置検出器を用いるものでも、その位置出力がディジ
タル量となるものを用いた場合にも本発明を適用可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図、第２
図は第１図における速度推定回路のｍ個ブロック構成図
、第３図、第４図は第１図の動作を示すタイムチャート
、第５図は本発明の他の一実施例を示すブロック構成図
、第６〜８図はそれぞれ第５図の動作を示すフローチャ
ート、第９図は第５図の動作を示すタイムチャート、第
１０図第１１図はそれぞれ本発明の他の実施例を示すブ
ロック構成図、第１２図は第１１図の動作波形図である
。 １・・・速度制御回路、２・・・電流制御回路、６・・
・直流電動機、７・・・電流検出器、８・・・エンコー
ダ、９・・・第　３２ 予　４７ ｒ有 第　′１　口 予　／２図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電動機と、該電動機と機械的に結合されたディジタ
   ル式位置検出器と、速度指令信号と速度フィードバック
   信号を入力し速度制御演算を行う速度制御手段と、前記
   電動機が発生しているトルクを検出するトルク検出手段
   と、該トルク検出手段の出力信号と前記位置検出器の出
   力信号とにより電動機速度を推定する速度推定手段とを
   具備し、該速度推定手段の出力信号を速度フィードバッ
   ク信号として前記速度制御手段に加えることを特徴とす
   る電動機の速度制御装置。 ２、前記速度推定手段は前記位置検出器の出力が変化し
   た時点で前記電動機に加わつている負荷トルクを推定し
   、その負荷トルクの推定値を次に前記位置検出器の出力
   が変化するまで一定として、電動機速度の推定演算を行
   うことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電動機
   の速度制御装置。 ３、前記速度推定手段は前記位置検出器の出力が変化す
   る周期が早いときは一定時間内の位置検出器出力の変化
   量から電動機速度を演算することを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載の電動機の速度制御装置。