JPS61288797A - インダクシヨンモ−タの速度制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は周波数制御により回転速度を制御するに際し、
加減速を円滑に行うためのインダクションモータの速度
制御装置に関する。

（従来の技術） インダクシゴンモータ（以下、ＴＭと略記する）の速度
制御手段において、電源周波数を可変することにより速
度制御を行う方法も広く用いられている。

従来、ＩＭは商用電源周波数である５０Ｈ２又は６０Ｈ
ｚを基準に設計するため、当該周波数より低い（又は高
い）周波数で駆動する場合には直流電源から、所要め周
波数を有しηつパルス幅変調した近位正弦波を得る速度
制御装置を利用しており、この近偵正弦波電力をＩＭに
供給することによりＩＭの回転速度制御と供給電力制御
を行う、いわゆるインバータ運転を行っている。

（発明が解決しようとする問題点） しかし、従来の速度制御装置は次の如き問題がある。

即ち、Ｔ？Ｉの負荷、或いは機械系のｒｌ失（すべり、
風損等）が増加している状態において、急速に回転速度
を高めようとするとトルク不足を生じＴＭが停止してし
まう不具合を招く。つまり、第１２図のように、ＴＭの
回転周波数がｆｏの場合において電源周波数をｒｌから
１２へ急速に上昇させるとトルクはΔＴｌ低下する。こ
れは周波数制御方式においては周波数によって入力電流
が大きく変動するため周波数に影響されないように一定
電流制御を行うが、この場合、スリップ量の程度によっ
て大きくトルク低下を生ずる。したがって、通常加速を
行う場合には回転計等を監視しつつ周波数の上昇をゆっ
くり時間をかけて行う等の非能率的な操作を強いられて
いるのが実情である。

なお、このような加速時のトルク不足を補うため供給電
力を増加せしめる方法を用いることもできるが、この場
合においてもパルス幅変調による高調波電流成分（特に
第３、第５、第７高調波）が増加しく第３図Ｔｌ１１参
照）、これに基づく歪によって第１３図に示すような八
Ｔ２のトルク低下を生ずる虞れがあり適当な方法ではな
い。

また、減速する場合においても急速な回転速度の低下は
１Ｍ自身が発電機として機能し、過電流が流れる等の不
具合を招くことから周波数の下降をゆっくり時間をかけ
て行う等の手法を採っているのが実情である。

そこで、本発明は加減速時において、常に一定のスリッ
プ量を維持しつつ短時間に且つ円滑に加減速制御を行う
ことができる加減速制御装置を備えるＩＨの速度制御装
置を提供せんとするものである。

（問題点を解決するための手段） 本発明は特に電源周波数を可変し、且つパルス幅変調し
た電力をモータへ供給して回転速度制御を行うＩＭの速
度制御装置に適用し、その特徴とするところは、第１図
に示すように、電源周波数の可変に伴い増減する、パル
ス幅変調された入力電流Ｉ中の高調波電流成分１ｈを検
出する高調波電流検出手段２と、この高調波電流成分１
ｈの位相変化を検出して回転速度に比例した大きさの電
圧Ｕｎを得る比例電圧検出手段３と、当該比例電圧［！
ｎに対応して電源周波数を可変し、所定のスリ・ノブ量
を維持して回転速度変更を行うように制御する周波数制
御手段４からなる加減速制御袋ｗ１を備えて構成した点
にある。

（作用） 次に、本発明の作用について説明する。

先ず、高調波電流検出手段２はＴＭが電源周波数に同期
して回転しているときには何ら高調波電流を検出しない
。ところが、電源周波数を可変し、所望の回転速度まで
加速又は減速しようとすると、スリップが生じ、パルス
幅変調による高調波電流成分１ｈは当該スリップ量に比
例して増減する。一方、一定電流制御を行う場合、周波
数の大きさによって同一のスリップ量が同一の電流値と
はならない。しだがって、比例電圧検出手段３によって
、高調波電流成分１ｈの位相（パルス幅変調用の基準信
号に対する位相）変化を検出し、これにより第３図Ｐｏ
のように回転速度（回転周波数）に比例した大きさの比
例電圧Ｒｎを得る。ここで、電源周波数の上昇が早すぎ
た場合を想定する。この場合、スリップ量が増大し、こ
の結果、上記比例電圧Ｅｎも同図Ｐ１のようになる。他
方電源周波数の下降が早すぎた場合を想定すると■旧よ
発電機として機能し、ＩＨから電源に向かって電流が流
れるため正の高調波電流が減少して比例電圧Ｅｎは同図
Ｐ２のようになる。

したがって、一定のスリップ量を維持してＩＨの回転速
度を」−昇又は下降させるためには同図Ｐ。

の曲線に沿っ゛（変化さセなければならない。このため
周波数制御手段４によって、例えば加速電圧上昇が同図
Ｐ１となったときは加速電圧上昇を止めるか、又は下降
させるように電源周波数の可変を制御し、常に所定範囲
のスリップ量を維持して回転速度変更を行う。

これにより、加減速時に最も理想的な速さく時間）で周
波数の可変が行われ、しかもこの場合、負荷の大きさ等
の外的条件に左右されずに自動的に行われる。

（実施例） 以下には、本発明に係る好適な実施例を図面に基づき詳
述する。

先ず、第１図を参照して速度制御装置２０の全体的構成
について説明する。同図は本発明に係る速度制御装置の
ブロック構成図である。

図中１０は三相ＩＭ（三相インダクションモータ）であ
る。この三相ＩＭＩＯに速度制御装置２０を接続する。

速度制御部Ｗ２０は直流入力端子２１．２２を備え、各
端子２１と２２間にはコンデンサ２３を接続するととも
に、各端子２１と２２にはそれぞれ抵抗２４　（第２図
参照）、２５を介してスイッチング素子ユニット２６を
接続する。このユニット２６は一対のスイッチングトラ
ンジスタ２７と２８．２９と３０．３１と３２を夫々直
列接続したものを並列に接続してなり、夫々の直列接続
部をＴＭＩＯの三相入力端子に接続する。また、各トラ
ンジスタのベースには各トランジスタをオン−オフさせ
るためのドライブ回路３３・・・を接続する。

一方、３４は電圧−周波数変換機能をもつ可変周波数発
生回路であり、この回路３４の入力側には制御電圧ＥＣ
を供給するとともに、出力側は三相分離回路３５に接続
する。

また、パルス幅変調用の基本周波数発生器３６を備え、
この出力側と上記三相分離回路３５の出力側は前記］゛
ライブ回路３・・・に対応して配したコンパレータユニ
ット３７の入力側に図示の如く結線する。なお、コンパ
レータユニット３７の出力側はドライブ回路３３・・・
に夫々接続する。次にこれら各回路の動作について説明
する。

第４図は第１図中容部における信号波形のタイムチャー
ト図である。同図において、Ｓｐは基本周波数発生器３
６の基準信号である。他方、この発生器３６からは当該
基準信号Ｓｐに対応して生成された三角波である変調用
信号Ｓｔを出力する。また、可変周波数発生回路３４は
入力した電圧レベルが零において出力が周波数ＯＨｚの
交流信号となり、入力する制御電圧ｌ！ｃを大きくする
にしだがって、これに比例した周波数を有する交流信号
Ｓａを発生する。この交流信号Ｓａは三相分離回路３５
によってそれぞれ１２０°位相をもつ三相交流信号Ｓｕ
ｚ　Ｓｖ、Ｓｗに変換され、出力端子Ｕ、■、Ｗから出
力する。

そして、コンパレータユニット３７において、当該三相
交流信号は変調用信号Ｓｔによってパルス幅変調され、
コンパレータユニット３７・・・の各出力端には被変調
信号Ｓｓを得る。この被変調信号Ｓｓは第４図に示す如
く三相交流信号Ｓｕ、　Ｓｖ、　Ｓｗに応じた近似正弦
波となる。なお、被変調信号Ｓｓに対応して各スイッチ
ングトランジスタ２７〜３２は０Ｎ−ＯＦＦを繰り返し
、このスイッチングのタイミングは第５図にタイムチャ
ート図で示す。

以上説明した構成部分はいわば公知の速度制御部４０を
構成する。よって前記制御電圧Ｅｃを任意に可変すれば
、これに対応して電源周波数が変化し、さらにパルス幅
変調した近佃正弦波電力をＩＭｌｏへ供給してインバー
タ運転を行うことができる。

他方、かかる速度制御装置２０には本発明に従って前記
加減速制御装置１を接続する。当該制御装置１は電源ラ
インに接続した高調波電流検出手段２、この検出手段２
に接続した比例電圧検出手段３、さらに当該検出手段３
に接続した周波数制御手段４からなる。この制御手段４
は本発明に従って生成した制御電圧Ｅｃを出力し、これ
を前記可変周波数発生回路３４に供給することにより周
波数を可変制御する。

次に、このような加減速制御装置１の具体的回路例につ
いて第２図を参照して説明する。同図は同装置１の電気
回路図である。

先ず、高調波電流検出手段２はパルストランスＰＴを利
用する。パルストランスＰＴはその−次コイルを電源ラ
インに接続した前記抵抗２４に並列接続し、他方二次コ
イルはその一端を接地するとともに、他端を比例電圧検
出手段３に接続する。このように、パルストランスＰＴ
を用いるのは高調波電流成分子りを高精度且つ高感度で
検出するためであり、最も良好な結果を得る。しかし、
このようなカレントトランス法に限定されず、磁束測定
法、抵抗法等の他の任意手法により電流検出を行うこと
ができる。

一方、比例電圧検出手段３は緩衝増幅器１０、微分回路
１１、位相比較器１２、ローパスフィルタ１３からなり
図示の如く結線する。なお、図中Ａ１〜Ａ４はオペアン
プ、ＤＩ及びＤ２はダイオード、ＲＩ　Ｔ−Ｒ１１は抵
抗、０１〜ｃ３はコンデンサである。

次に、同手段３の動作について第２図、第６図及び第７
図を参照して説明する。なお、第６図及び第７図は第２
図中容部における信号のタイムチャート図である。

先ず、高調波電流検出手段２から検出された高調波電流
成分１ｈは緩衝増幅器１０によりインピーダンス変換さ
れる。つまり同増幅器ＩＯは高入力インピーダンスと低
出力インピーダンスを有し、増幅率はｌである。ダイオ
ードＤＩ、Ｄ２は過電圧防止用である。同増幅器１０の
出力信号Ｓ１は第６図のようになる。一方、この信号Ｓ
１は微分回路１１で微分される。この場合、微分回路１
１の出力信号Ｓ２はＩＭＩＯの回転速度を増加するとき
、つまりＴＭＩＯに電力を加えているときは第７図（ｂ
）に実線で示ず出力信号Ｓ　２−ｈになり、他方ｒＭ１
０の回転速度を減少するとき、つまりＴＭＩＯへの電力
が減っているときは同図（ｂ）に点線で示す出力信号５
２−７！になる。

微分回路１１の出力はゲイン調整ボリュームＶＲを介し
て位相比較器１２の入力端子Ｒに供給される。また、同
比較器１２の入力端子Ｓには前記基本周波数発生器３６
からのパルス幅変調用の基準信号Ｓｐ　（第７図（ａ）
）を供給する。これにより位相比較器１２の出力端子１
’ｄ４こは上記出力信号Ｓ２を基準信号Ｓｐによって位
相検波した出力信号Ｓ３ヲｌｌ、この出力信号Ｓ３はロ
ーパスフィルタ１３を通して直流成分として取り出され
る。この直流成分は回転速度に比例した前記比例電圧Ｅ
ｎとなる。

なお、位相比較器１２の出力信号Ｓ３及びローパスフィ
ルタ１３の比例電圧ｌ！ｎは夫々前記出力信号５２−ｈ
、　Ｓ２−　ｊ！に対応して５３−ｈ、　　５３−１そ
れにＥｎ−ｈ、　　Ｅｎ−ρによって第７図（Ｃ）、（
ｄ）に実線及び点線で示す。

次に、周波数制御手段４について述べる。同手段４はコ
ンパレータ１５、インバータ１６、積分器１７、コンパ
レータ１５の入力端子に接続したスイッチ１８．１９を
備え、図示の如く結線することにより構成する。なお、
図中Ｒ１２〜Ｒ１７は抵抗、Ｃ４はコンデンサ、Ｄ３及
びＤ４はダイオードである。

次に、同手段４の動作について第２図及び第８図を参照
して説明する。なお、第８図は同手段４における各部の
信号のタイムチャート図である。

先ず、同手段４の出力信号である制御電圧ｌｌ！ｃは電
源投入時において零となっている。今、スイッチ１８を
オフ、スイッチ１９をオンに夫々切換えたときＴＭＩＯ
が停止しているとすると、前記電圧Ｅｃをコンパレータ
１５に供給しても抵抗Ｒ１２とＲ１４によって分圧され
た負の入力電圧Ｅｉが供給される。

したがって、制御電圧ＥＣは零であるからコンパレータ
１５の出力はローレベルとなり、当該制御電圧Ｅｃは零
の状態を維持する。

一方、第８図のｔ１点においてスイッチ１８をオン、ス
イッチ１９をオフに夫々切換えると制御電圧Ｅｃ＜比例
電圧Ｅｎ　（第７図参照）となり、この結果コンパレー
タ１５の出力はハイレベルとなる。

これにより積分器１７の出力は抵抗Ｒ１６及びコンデン
サＣ４の時定数によて零から上昇していく。

したがって当該積分器１７の出力、つまり制御電圧ＥＣ
を可変周波数発生回路３４の入力端子に加えると周波数
は」−昇し、以てＩＭＩＯの回転速度も上昇する。

これにより、比例電圧Ｅｎも大きくなっていくが、負荷
の大小によって回転速度は第３図ＰＯに沿っては上昇し
ない場合がある。この場合、例えば抵抗Ｒ１３とＲ１２
による正の電位差よりも制御電圧Ｅｃの電圧が上昇し過
ぎた場合にはコンパレータ１５の出力はローレベルとな
り、以て積分器１７の機能によって制御電圧［！ｃは下
降する。そして、第１２図に示すトルク曲線のように負
荷を加速できる周波数まで下降すると、再びコンパレー
タ１５の出力はハイレベルとなり制御電圧ｌ！ｃを上昇
せしめる。

なお、減速（制御）時においても同様に第８図ｔ２点に
おいてスイッチ１８をオフ、スイッチ１９をオンするこ
とにより周波数の下降を調整できる。

また、抵抗Ｒ１３とＲ１２、或いは抵抗Ｒ１２とＲ１４
による電位差はＩＭＩＯのすべりとなるため第１０図の
ようにトルク曲線Ｔｏの最大点となる周波数ｆｔと電源
周波数ｆｏの差に設定することが望ましい。

さらにまた、トルク曲線から周波数が上昇して行くにつ
れてトルク最大点が加える周波数から離れていくので第
１１図のように比例電圧Ｒｎの上昇カーブを大きく設定
することが望ましい。

このように、−ヒ述した実施例（本発明）では可変周波
数発生回路３４の入力電圧である制御電圧Ｅｃを成る電
圧レベルに設定すると、ＩＭＩＯには当該電圧Ｅｃの大
きさに対応した電源周波数を有する入力電力が供給され
、対応する回転速度で回転を行う。そして、この状態に
おいてＩＭＩＯの回転速度を変更すべく急激に制御電圧
Ｒｅを増加させても加減速制御装置ｌの機能によってス
リップ量を一定の範囲に維持して自動的に当該制御電圧
Ｅｃが変１榔ヒする。したがって、高負荷時であっても
当該負り低下によってＩＭＩＯが停止してしまう等の不
具合は全く生じない。また、ＴＭＩＯの回転速度を変更
すべく急激に制御電圧Ｅｃを減少させても負荷等に応じ
た最良の速さで制御電圧［！ｃの減少が行われるように
制御され過電流が流れる等の不具合は全く生じない。

以上、実施例について詳細に説明したが、本発明はこの
ような実施例に限定されるものではなく、細部の回路構
成、部品等において本発明の精神を逸脱しない範囲にお
いて任意に変更実施することができる。

（発明の効果） このように、本発明に係るインダクションモータの速度
制御装置は、パルス幅変調された入力電流中から電源周
波数の可変に伴い増減する高調疲電流成分を検出し、さ
らにこの電流成分の位相変化を検出して回転速度に比例
した大きさの電圧をに加減速制御を行うことができ、加
減速時における能率の大幅な向上を達成できる。また、
従来のような負荷等の外的要因やＴＭの能力等によって
生じていた急速な加速や急速な減速時におけるＩＭの停
止や過電流等の弊害は皆無にすることができ、円滑、且
つ正確なＴＭの加減速を行うことができるとともに安全
性も大幅に向上する。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第１１図は本発明の実施例を示し、第１図は本
発明に係る速度制御装置のブロック構成図、第２図は同
装置における加減速制御装置の電気回路図、第３図は周
波数対比例電圧検出手段の出力電圧特性図、第４図は第
１図中容部における信号、　　波形のタイムチャート図
、第５図はスイッチングトランジスタのスイッチングの
タイミングを示すタイムチャート図、第６図及び第７図
は第２図中容部における信号のタイムチャート図、第８
図は周波数制御手段における各部の信号のタイムチャー
ト図、第９図および第１０図は電源周波数対回転トルク
特性図、第１１図は周波数制御手段における時間対入出
力電圧特性図、第１２図及び第１３図は従来技術を説明
するための電源周波数対回転トルク特性図。 尚図面中、■・・・加減速制御装置、 ２・・・高調波電流検出手段、　３・・・比例電圧検出
手段、　４・・・周波数制御手段。 第　　８　　図 Ｕ　　　　　周波数ｆ−◆ 第９図 第１２図 電源周波数ｆ□ 第　　１３　図 電源周波数ｆ□

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、電源周波数を可変し、且つパルス幅変調した電力を
   モータへ供給して回転速度制御を行うインダクションモ
   ータの速度制御装置において、次の各手段からなる加減
   速制御装置を備えたインダクションモータの速度制御装
   置。 （イ）パルス幅変調された入力電流中から電源周波数の
   可変に伴い増減する高調波電流 成分を検出する高調波電流検出手段、 （ロ）前記高調波電流成分の位相変化を検出して回転速
   度に比例した大きさの電圧を得 る比例電圧検出手段、 （ハ）前記電圧に対応して電源周波数を可変し、所定の
   スリップ量を維持して回転速度 変更を行うように制御する周波数制御手段、２、前記高
   調波電流検出手段は電源ラインに接続したパルストラン
   スを用いたことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
   のインダクションモータの速度制御装置。 ３、前記比例電圧検出手段は高調波電流成分を微分処理
   するとともに、パルス幅変調を行うための基準信号と位
   相比較し、回転速度に比例した電圧を得ることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載のインダクションモータ
   速度制御装置。