JPS61285698A - 調光装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ハロゲンランプや蛍光ランプを調光点灯す
るための高周波インバータを用いた調光装置に関するも
のである。

〔従来の技術〕

従来、例えば定格電圧１２Ｖのハロゲンランプを商用電
源で点灯する場合には、いわゆる鉄銅式の商用電源トラ
ンスを用いて降圧し、点灯していたが、この鉄銅式の商
用電源トランスは大型で重量も大であるという欠点があ
った。この欠点を解消するため、高周波インバータを用
いて商用電源を一旦高周波電力に変換したのち、高周波
トランスで例えば１２Ｖに降圧して点灯する方法が採用
されるようになってきている。

ところで、高周波インパークとして、例えばトランジス
タを１個使用するチョッパ方式のインバータを用いた場
合には、トランジスタのデユーティ比を変えることによ
り容易に出力電圧を変えることができる。したがって、
このチョッパ方式を利用した高周波インバータを用いる
ことによって、調光は容易に行うことができるが、この
方式の高周波インバータの出力波形は方形波であるので
、ノイズが発生しやすいという問題点がある。

一方、高周波インバータとして正弦波インバータを用い
ると、ノイズの発生は比較的少なくなるが、正弦波イン
バータの等価回路はＬＣＲの共振回路になっているため
に、その出力電圧を可変することが困難である。したが
って、正弦波インバータを用いた点灯装置において調光
する場合には、従来は、例えば第６図に示すように、商
用交流電源１と高周波インバータ３の間にサイリスタ６
を挿入して、該サイリスタ６の導通位相角の制御を行い
調光を行っていた。なお第６図において、２は全波整流
回路、５はハロゲンランプ等の負荷である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところが、上記の如く商用電源１と高周波インバータ３
との間に挿入したサイリスタ６の位相制御により調光を
行う場合は、サイリスタ６は電源ｌとインバータ３間に
挿入されているため、高耐圧大電流定格のものを必要と
し、そのため調光装置のコストが高くなってしまうとい
う問題点があった。

本発明は、上記従来の高周波インバータを用いた調光装
置の問題点を解決すべくなされたもので、高耐圧大電流
定格のサイリスクを必要とせず、正弦波インバータの出
力電圧の調整を可能にした、コストの安い調光装置を提
供することを目的とするものである。

〔問題点を解決するための手段及び作用〕本発明は、交
流電源と、該交流電源からの人力を整流する全波整流回
路と、駆動回路を有し前記全波整流回路の直流出力電圧
を正弦波の高周波電圧に変換する正弦波インバータと、
交流電源の各半波の任意の位相角で前記駆動回路をオン
オフさせて、前記正弦波インバータの実効出力電圧を制
御する調光制御回路とで調光装置を構成する。

そして、前記正弦波インバータの駆動回路を、調光制御
回路により電源電圧の各半波に同期させて任意の位相角
でオンオフし、且つそのオンオフ比を変えることにより
、正弦波インバータの実効出力電圧を制御して、ランプ
負荷の調光を行うようにし、高耐圧大電流定格のサイリ
スクを必要とせず、調光装置の小型、軽量化を計るもの
である。

〔実施例〕

以下実施例について説明する。第１図は、本発明に係る
調光装置の第１実施例を示す回路図である。第１図にお
いて、１は交流電源、２は交流電源からの入力を整流す
るためのブリッジ型全波整流器、３は全波整流器２の直
流出力電圧を高周波電圧に変換する正弦波インバータ、
４は交流電源の各半波に同期してオンオフし、且つその
オンオフの比を変えられるようにした、正弦波インバー
タ３の制御信号を出力する調光制御回路、５は正弦波イ
ンバータ３より電力を供給されるハロゲンランプのよう
な負荷である。

そして、前記正弦波インバータ３は、１次巻線Ｎ＋＋、
Ｎ＋□とハロゲンランプ等の負荷５が接続される２次巻
線Ｎ　２１と第１及び第２帰還巻線Ｎ１３゜Ｎ１４とか
らなる発振トランス３０と、該発振トランス３０の１次
巻線Ｎｌｌ、Ｎｌ□の中間タップと前記全波整流器２の
一方の出力端との間に接続されたりアクドル３１と、前
記１次巻線ＮＩＩ、ＮＩ□の両端にそれぞれコレクタを
接続し、前記第１帰還巻ｖＡＮ、３の両端にそれぞれベ
ースを接続し、それぞれのエミッタは共通に前記全波整
流器２の出力端の他方に接続した一対のトランジスタ３
２ａ、３２ｂと、前記１次巻線Ｎｚ、ＮＩ□の両端間に
接続された発振コンデンサ３３と、前記第１帰還巻線Ｎ
１ｆｆの両端間に直列に接続された抵抗３４ａ、３４ｂ
と、該抵抗３４ａ、３４ｂの接続点と前記１次巻線Ｎ、
、、Ｎ、、の中間タップ間に接続された抵抗３５と、前
記第２帰還巻線Ｎ１４の両端間にダイオード３６を介し
て接続されたコンデンサ３７と、前記抵抗３４ａ、３４
ｂの接続点と前記ダイオード３６とコンデンサ３７の接
続点との間に接続された抵抗３８とで構成されている。

また、調光制御回路４は、前記全波整流器２の出力端間
に接続された可変抵抗４０とコンデンサ４１の直列回路
と、同しく全波整流器２の出力端間に接続された抵抗４
３とサイリスタ４４の直列回路と、該サイリスタ４４の
ゲートと可変抵抗４０とコンデンサ４１の接続点間に接
続された二方向二端子サイリスクのようなスイッチ素子
４２と、前記正弦波インバータ３の第２帰還巻線Ｎ、４
に接続されているコンデンサ３７に抵抗３８を介して、
コレクタ及びエミッタを接続したトランジスタ４６と、
該トランジスタ４６のベースと前記抵抗４３とサイリス
タ４４の接続点間に接続されたダイオード４５とで構成
されている。

次に以上のように構成されている調光装置の動作につい
て説明する。交流電源１が投入されると、交流電源１か
らの入力は全波整流器２によって、交流型′ａｌの周波
数の２倍の周波数の周波数成分を含んだ直流に整流され
る。

この直流出力電圧が正弦波インバータ３に供給されると
、まずリアクトル３１．抵抗３５．３４ａ、　３４ｂを
通して、トランジスタ３２ａ、３２ｂのベースに電流が
流れる。トランジスタ３２ａ、３２ｂの増幅率の差によ
り、例えばトランジスタ３２ａが先にオンしたとすると
、これによって第１帰還巻線Ｎ７．にトランジスタ３２
ａのベース電流を増加させる向きの電圧が発生し、トラ
ンジスタ３２ａはオン状態を持続する。一方、トランジ
スタ３２ｂのへ−スは第１帰還巻ＶＡ　Ｎ　＋　２に発
生する電圧で逆バイアスとなり、電流が流れないのでオ
フ状態となっている。

このトランジスタ３２ａのオンにより発振トランス３０
の１次巻線Ｎ１□　Ｎ、２に発生した電圧は、発振トラ
ンス３０のリーケージインダクタンスと発振コンデンサ
３３により振動する。このため、ある時間経過すると第
１帰還巻線Ｎ２．の電圧の極性は反転する。これにより
トランジスタ３２ｂのベースに電流が流れ、トランジス
タ３２ｂがオンし、一方トランジスタ３２ａがオフとな
る。以後同様にしてトランジスタ３２ａ、３２ｂが交互
にオンオフすることにより発振が始まる。

発振が始まると同時に、第２帰還巻線Ｎ、に発生した電
圧は、ダイオード３６により整流されてコンデンサ３７
を充電し直流電圧を発生する。この直流電圧は、抵抗３
８．３４　ａ　、　３４　ｂを通してトランジスタ３２
ａ、３２ｂのベースに駆動電流を供給する。

この駆動電流は、オンしている方のトランジスタを完全
に飽和状態にするために、供給するもので、このｉｔが
絶たれると、この正弦波インバータ３の発振は直ちに停
止する。

調光制御回路４は、上記駆動電流を交流型ａ１の各半波
に同期して前記トランジスタ３２ａ、３２ｂに供給した
り、中断したりする機能を有するものである。すなわち
、サイリスク４４がオフの時は抵抗４３．ダイオード４
５を通してトランジスタ４６のベースに電流が流れ、ト
ランジスタ４６はオン状態になり、したがってトランジ
スタ３２ａ、３２ｂへの駆動電流が絶たれ正弦波インバ
ータ３の発振は停止する。一方、サイリスタ４４がオン
の時は、トランジスタ４６のベース電流は絶たれ、トラ
ンジスタ４６はオフ状態となるので、前記トランジスタ
駆動電流は供給され、インバータ３は発振動作をする。

調光制御回路４において、可変抵抗４０．コンデンサ４
１．スイッチ素子４２により構成されるゲート回路は、
交流電源１の各半波のどの時点でサイリスタ４４をオン
させるか、その導通位相角を定めるものである。すなわ
ち全波整流器２の出力端に接続された可変抵抗４０を通
してコンデンサ４１は充電され、その充電電圧がスイッ
チ素子４２のブレークオーバー電圧を越えると、該スイ
ッチ素子４２のターンオンによりサイリスタ４４のゲー
トにゲート電流が流れ、サイリスタ４４がオンする。サ
イリスタ４４がオンする時点は、ゲート回路の可変抵抗
４０の抵抗値により変化する。例えばその抵抗値が小さ
いと、サイリスタ４４のオンする時点が早くなり、した
がってトランジスタ４６のオフする時点も早くなる。そ
の結果、交流型ｔｉ、１の各半波中においてインバータ
３が発振動作している期間も長くなり、発振トランス３
０の２次巻線ＮＺＩに発生する出力電圧も実効値的に高
くなる。

以上のように調光制御回路４における可変抵抗４０の抵
抗値を変化させることにより、正弦波インバータ３の発
振動作期間を制御し、その実効出力電圧を変えることが
でき、したがって負荷がハロゲンランプのようなランプ
負荷のときは、調光が可能となる。

第２図は、第１図に示した本発明の第１実施例における
、電源電圧波形と各部の電圧波形又は動作態様との関係
を示す図である。

第３図は、本発明の第２実施例の要部を示す回路構成図
で、第１実施例と同一機能をもつ部材については同一符
号を付しである。

この実施例は、調光制御回路４の回路構成を第１実施例
と異ならせたものである。すなわち、サイリスタ４４と
直列接続されている抵抗４３に対して、抵抗４９とダイ
オード４５を介してトランジスタ４６のベースとエミッ
タを並列に接続し、第１実施例とは逆に、サイリスタ４
４がオフのときはトランジスタ４６のベースには電流が
流れず、トランジスタ４６はオフの状態にあり、それに
より正弦波インバータ３には駆動電流が流れ発振動作す
るように構成したものである。

一方、サイリスタ４４がオン状態のときは、抵抗４９、
ダイオード４５を通してトランジスタ４６のベースには
電流が流れ、トランジスタ４６はオン状態になり、した
がって駆動電流が絶たれて正弦波インバータ３の発振動
作は停止する。

ゲート回路は、可変抵抗４０に直列接続されたコンデン
サ４１に、スイッチ素子４２を介してパルストランス４
７の１次コイルを接続し、該パルストランス４７の２次
コイルの一端は抵抗４８を介して前記サイリスタ４４の
ゲートへ接続し、２次コイルの他端はサイリスタ４４と
抵抗４３との接続点に接続して構成されている。このよ
うに構成したゲート回路において、全波整流器２により
可変抵抗４０を通してコンデンサ４１は充電され、その
充電電圧がスイッチ素子４２のブレークオーバー電圧を
越えると、該スイッチ素子４２はオンしてパルストラン
ス４７の１次コイルを通して放電し、パルストランス４
７の２次コイルに電圧を発生させる。この２次コイル電
圧により抵抗４８を介してサイリスタ４４のゲートに電
流が流れ、サイリスタ４４はターンオンする。

サイリスタ４４がオンすることにより、先に述べたよう
に、トランジスタ４６がオン状態になり、これにより正
弦波インバータ３の駆動電流が絶たれ発振が停止する。

すなわちサイリスタ４４がオンするまでの間は、正弦波
インバータ３は発振動作をしており、サイリスタ４４の
オンオフ動作と正弦波インバータ３の発振動作との関係
は、第１図に示した実施例とは逆になっている。第４図
は、第３図に示した第２実施例における、電源電圧波形
と各部の電圧波形又は動作状態との関係を示す図である
。

第５図は、本発明の第３実施例の一部省略した回路構成
を示す図で、第１実施例と同一の部材については同一符
号を付しである。この実施例は全波整流器２の後段にダ
イオード２１を介して平滑コンデンサ２２を接続して全
波整流回路を構成し、正弦波インバータ３に供給する直
流電圧を平滑化したものである。本発明の各実施例に示
している調光制御回路４におけるサイリスタ４４は、電
ａ電圧が０■付近において自然転流するのを利用してオ
フにしているため、この実施例のように整流回路の出力
電圧を平滑化すると、この直流出力電圧の供給をうける
サイリスタはオフできなくなる。このため、本実施例に
おいては、全波整流器２と平滑コンデンサ２２との間に
ダイオード２１が挿入されていて、非平滑状態のままの
整流器出力電圧を調光制御回路４へ供給するようにして
いる。このように調光制御回路４への供給電圧が非平滑
の状態であれば、正弦波インバータ３への供給電圧は、
第１及び第２実施例のように非平滑直流電圧であっても
、あるいはこの実施例のように平滑化した直流電圧であ
っても、正弦波インバータ３は同様に動作するものであ
る。

なお、上記各実施例では、調光制御回路４への供給電圧
は、非平滑直流電圧を供給するようにしたものを示した
が、正弦波インバータ３の駆動電流を、交流電源の各半
波に同期して任意の位相角でオンオフできるように調光
制御回路が構成されておれば、必ずしも非平滑電源を調
光制御回路の供給電源とする必要はないものである。

〔発明の効果〕

以上実施例に基づき詳細に説明したように、本発明は、
商用交流電源からの入力を一旦整流して、正弦波の高周
波インバータにより高周波電圧に変換し、この高周波電
圧を調光制御回路による交流電源の各半波に同期する位
相制御によって調整し、ハロゲンランプ等のランプ負荷
を調光できるようにしたので、鉄鋼式の商用電源トラン
スを用いたものに比べて、小型、軽量に構成することが
できる。また高周波インバータは正弦波インバータで構
成したので、方形波インバータに比べてノイズの発生が
少な（、したがって他の機器に与える影響が少ない。更
にまた、従来の商用電源とインバータ間にサイリスクを
挿入して、そのサイリスクの位相制御により調光する方
法に比べて、高耐圧大電流定格のサイリスクを必要とせ
ず、コストが安くなるという利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る調光装置の第１実施例の回路構
成図、第２図は、第１図における各部の電圧波形及び動
作態様を示す図、第３図は、本発明の第２実施例の一部
省略した回路構成図、第４図は、第３図における各部の
電圧波形及び動作態様を示す図、第５図は、本発明の第
３実施例の一部省略した回路構成図、第６図は、従来の
調光装置の一構成例を示す回路構成図である。 図において、■は交流電源、２は全波整流器、３は正弦
波の高周波インバータ、４は調光制御回路、５は負荷を
示す。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源と、該交流電源からの入力を整流する全
   波整流回路と、駆動回路を備え前記全波整流回路の直流
   出力電圧を正弦波の高周波電圧に変換する正弦波インバ
   ータと、交流電源の各半波の任意の位相角で前記駆動回
   路をオンオフさせて、前記正弦波インバータの実効出力
   電圧を制御する調光制御回路と、前記正弦波インバータ
   の出力を受ける負荷とからなることを特徴とする調光装
   置。
2. （２）前記正弦波インバータは、トランジスタ２石式定
   電流インバータであることを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の調光装置。
3. （３）前記全波整流回路は、全波整流器で構成されてい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の調光装
   置。
4. （４）前記全波整流回路は、全波整流器と、該全波整流
   器に直列接続された半波整流器と、該半波整流器の後段
   に接続された平滑用コンデンサとで構成されており、前
   記調光制御回路には前記全波整流器の非平滑出力電圧が
   供給されるように構成されていることを特徴とする特許
   請求の範囲第１項記載の調光装置。