JPS61251714A - 容量式変位変換器 - Google Patents
容量式変位変換器Info
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- JPS61251714A JPS61251714A JP60092889A JP9288985A JPS61251714A JP S61251714 A JPS61251714 A JP S61251714A JP 60092889 A JP60092889 A JP 60092889A JP 9288985 A JP9288985 A JP 9288985A JP S61251714 A JPS61251714 A JP S61251714A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
- G01L9/0041—Transmitting or indicating the displacement of flexible diaphragms
- G01L9/0072—Transmitting or indicating the displacement of flexible diaphragms using variations in capacitance
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- G—PHYSICS
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- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
- G01L9/12—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in capacitance, i.e. electric circuits therefor
- G01L9/125—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in capacitance, i.e. electric circuits therefor with temperature compensating means
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明は、圧力などの物理量の変化に基づく変位を静電
容量を介して電気信号に変換する容量式変位変換器に係
り、特に電標とケースとの間に生ずる分布容量あるいは
電極間に生ずる固定容量等の影響を除去し、更に温度ま
たは静圧の変動に起因するゼロ変動ま九はスパン変動を
補償する容量式変位変換器に関する。
容量を介して電気信号に変換する容量式変位変換器に係
り、特に電標とケースとの間に生ずる分布容量あるいは
電極間に生ずる固定容量等の影響を除去し、更に温度ま
たは静圧の変動に起因するゼロ変動ま九はスパン変動を
補償する容量式変位変換器に関する。
〈従来技術〉
かかる容量式変位変換器は、各種のプロセスの流量また
は圧力などを静電容量の変化として検出し、これを電気
信号に変換の上、遠方の受信部などへ伝送するときなど
に用いられている。
は圧力などを静電容量の変化として検出し、これを電気
信号に変換の上、遠方の受信部などへ伝送するときなど
に用いられている。
しかし、変位などを静電容量の変化として検出する容量
式変位変換器は、固定電極ならびに移動電極とケースを
構成する本体との間、あるいは固定電極と移動電極との
間との間に分布容量が存在し、これ等の分布容量により
変換特性が非直線的になったり、測定誤差を生じたシす
る問題がある。
式変位変換器は、固定電極ならびに移動電極とケースを
構成する本体との間、あるいは固定電極と移動電極との
間との間に分布容量が存在し、これ等の分布容量により
変換特性が非直線的になったり、測定誤差を生じたシす
る問題がある。
これ等の問題は、例えば「容量式変位変換装置」（特願
昭５７−２６７１１号）あるいはこれと関連する米国特
許第４，３８２６０１号などで解決の一室が提示されて
いる。
昭５７−２６７１１号）あるいはこれと関連する米国特
許第４，３８２６０１号などで解決の一室が提示されて
いる。
以下、これ等の提案の主な点について第２８図〜第３１
図を用いて説明する。
図を用いて説明する。
第２８図は容量式変位変換装置のセンサ部を示す断面図
である。１０は一室構造のセンサ部の本体断面を示し、
両端面に測定すべき圧力ＰＨ１ＰＬを受けるダイヤフラ
ム１１．１２がその周縁をこの本体１０に溶接されて配
置されており、本体】Ｏに形成された買通孔１３とこれ
等のダイヤフラム１１．１２で囲まれた中空室内にはシ
リコン油などの封液１４が満されている。
である。１０は一室構造のセンサ部の本体断面を示し、
両端面に測定すべき圧力ＰＨ１ＰＬを受けるダイヤフラ
ム１１．１２がその周縁をこの本体１０に溶接されて配
置されており、本体】Ｏに形成された買通孔１３とこれ
等のダイヤフラム１１．１２で囲まれた中空室内にはシ
リコン油などの封液１４が満されている。
中空室の中央部には本体１０に嵌合した絶縁材１５に片
側が支持された移動電極１６およびこれに対向して静電
容量Ｃ，，Ｃ２を形成するための固定電極１７．１８が
配置されている。１９は中空室を介して両ダイヤフラム
１１．１２の中央部を連結するロッドで、その中央部は
電極室内において移動電極１６に固定されており、差圧
（ｐＨ−ｐＬ）に応動したダイヤフラム１１．１２の変
位を移動電極１６に伝え、静電容量Ｃ，，Ｃ２を差動的
に変位させる。
側が支持された移動電極１６およびこれに対向して静電
容量Ｃ，，Ｃ２を形成するための固定電極１７．１８が
配置されている。１９は中空室を介して両ダイヤフラム
１１．１２の中央部を連結するロッドで、その中央部は
電極室内において移動電極１６に固定されており、差圧
（ｐＨ−ｐＬ）に応動したダイヤフラム１１．１２の変
位を移動電極１６に伝え、静電容量Ｃ，，Ｃ２を差動的
に変位させる。
第２９図は第２８図に示すセンサ部を電気的にみた等節
回路を示す。移動電極１６と本体１０の間には分布容量
Ｃが形成され、移動電極工６と固定電極１７．１８との
間には差圧（ｐＨ−ｐ、）によって差動的に変動する静
電容量Ｃ，，Ｃ２のほかに差圧（ｐＨ−ｐＬ）によシ変
化しない固定容量ＣＦが形成されている。
回路を示す。移動電極１６と本体１０の間には分布容量
Ｃが形成され、移動電極工６と固定電極１７．１８との
間には差圧（ｐＨ−ｐ、）によって差動的に変動する静
電容量Ｃ，，Ｃ２のほかに差圧（ｐＨ−ｐＬ）によシ変
化しない固定容量ＣＦが形成されている。
第６０図はこのセンサ部を用いて差圧に対応した電気信
号に変換する変位変換部を示す。
号に変換する変位変換部を示す。
静電容量Ｃ１とＣ２の接続点はインバータＧ、の入力端
に接続され、その出力端と入力端との間には定位電流制
限回路ＣＣ，が負帰還接続されている。インバータＧ、
の出力端はｎビットのカウンタＣＴ、の入力端ＣＬに接
続され、その出力端へはナンドゲ−）Ｇ２を介して静電
容量Ｃ１の第１電極を形成する固定電極１７に接続され
、同時にインバータＧ３、ナントゲートＧ４を介して静
電容量Ｃ２の第２電極を形成する固定電極１８に接続さ
れている。更に、ナントゲートＧ２．０４の入力の他端
はインバータＧ。
に接続され、その出力端と入力端との間には定位電流制
限回路ＣＣ，が負帰還接続されている。インバータＧ、
の出力端はｎビットのカウンタＣＴ、の入力端ＣＬに接
続され、その出力端へはナンドゲ−）Ｇ２を介して静電
容量Ｃ１の第１電極を形成する固定電極１７に接続され
、同時にインバータＧ３、ナントゲートＧ４を介して静
電容量Ｃ２の第２電極を形成する固定電極１８に接続さ
れている。更に、ナントゲートＧ２．０４の入力の他端
はインバータＧ。
の出力端と接続されている。
この様な構成によりナントゲートＧ２と静電容量Ｃ１と
てインバータＧ、への第１の正帰還ループ、ナントゲー
トＧ４と静電容量Ｃ２とでインバータＧ、への第２の正
帰還ループを形成し、これ等のループをカウンタＣＴ、
の出力によりナントゲートＧ２．Ｇ４を介して交互に切
替えて発振を継続させている。カウンタＣＴ、の出力は
フィルタ回路ＦＣ，により平滑する。
てインバータＧ、への第１の正帰還ループ、ナントゲー
トＧ４と静電容量Ｃ２とでインバータＧ、への第２の正
帰還ループを形成し、これ等のループをカウンタＣＴ、
の出力によりナントゲートＧ２．Ｇ４を介して交互に切
替えて発振を継続させている。カウンタＣＴ、の出力は
フィルタ回路ＦＣ，により平滑する。
いま、簡単のため固定容量ＣＦを無視して説明する。第
６１図（Ａ）に示す様にナントゲートＧ２の出力（（転
）をハイレベル１Ｈ＃とじ、ここに電圧＋ｖ２が生じて
いるときは、その立上シによシ靜電容量Ｃ１と分布容量
Ｃ６と静電容量Ｃ２との合成容量Ｃｔが直列に充電され
、インバータＧ、の入力端は急激に一定電圧に達し第３
１図（Ｂ）の通り、はぼ垂直に立上る。従って、インバ
ータＧ、のスレシュホールドレベルｖＴＨを基準とした
分布容量ｃ、の端子電圧の変化ｅ。
６１図（Ａ）に示す様にナントゲートＧ２の出力（（転
）をハイレベル１Ｈ＃とじ、ここに電圧＋ｖ２が生じて
いるときは、その立上シによシ靜電容量Ｃ１と分布容量
Ｃ６と静電容量Ｃ２との合成容量Ｃｔが直列に充電され
、インバータＧ、の入力端は急激に一定電圧に達し第３
１図（Ｂ）の通り、はぼ垂直に立上る。従って、インバ
ータＧ、のスレシュホールドレベルｖＴＨを基準とした
分布容量ｃ、の端子電圧の変化ｅ。
は次式で示される。
このときインバータＧ、の出力（Ｃ）はローレベル％
Ｌ Ｉになっているが、インバータＧ、の入出力端間に
定値電流制限回路ＣＣ，が接続されているので、分布容
ｆｃ、および静電容量Ｃ２の充電電荷は定値電流制限回
路ＣＣ，およびインバータＧ、の出力インピーダンスを
介して直ちに放電を開始する。しかし、この放電による
放電電流１は定値電流制限回路ＣＣ，によシ一定の電流
値に規制されるので、第３１図（Ｂ）に示す様にインバ
ータＧ、の入力端の“電圧は直［的に低下する。スレッ
シュホールドレベルｖＴＨまで減少するに必要とされる
放電時間ｔ、は次式から得られる。
Ｌ Ｉになっているが、インバータＧ、の入出力端間に
定値電流制限回路ＣＣ，が接続されているので、分布容
ｆｃ、および静電容量Ｃ２の充電電荷は定値電流制限回
路ＣＣ，およびインバータＧ、の出力インピーダンスを
介して直ちに放電を開始する。しかし、この放電による
放電電流１は定値電流制限回路ＣＣ，によシ一定の電流
値に規制されるので、第３１図（Ｂ）に示す様にインバ
ータＧ、の入力端の“電圧は直［的に低下する。スレッ
シュホールドレベルｖＴＨまで減少するに必要とされる
放電時間ｔ、は次式から得られる。
１ｔ、＝ｅ、（Ｃ１＋Ｃｔ） （２
）（ｌｌ 、 （２１式から ｚ ｔ・＝ｃ、璽−（３） となる。
）（ｌｌ 、 （２１式から ｚ ｔ・＝ｃ、璽−（３） となる。
インバータＧ、のスレッシュホールドレベルｖＴＨに電
圧が低下すると、インバータＧ、の出力（Ｃ）は反転し
、′Ｈルベルとなる（第３１図（Ｃ））結果、ナンドケ
ートＧ２の出力（Ａ）は％ Ｌ Ｉレベルとな夛、イン
バータＧ、の入力端の電圧は（１１式と同値で逆極性の
値ｅ／、 となる。この後、定値電流制限回路ＣＣ，
によシ逆極性の放電が直線的に行なわれる。この結果、
インバータＧ、のスレッシュホールドレベルｖＴＨに達
するとインパークＧ、の出力（Ｃ）は第３１図（Ｃ）に
示すように反転する。この逆極性の放電も一定値の電流
１で行なわれるので、放電時間ｔ１もｔ。
圧が低下すると、インバータＧ、の出力（Ｃ）は反転し
、′Ｈルベルとなる（第３１図（Ｃ））結果、ナンドケ
ートＧ２の出力（Ａ）は％ Ｌ Ｉレベルとな夛、イン
バータＧ、の入力端の電圧は（１１式と同値で逆極性の
値ｅ／、 となる。この後、定値電流制限回路ＣＣ，
によシ逆極性の放電が直線的に行なわれる。この結果、
インバータＧ、のスレッシュホールドレベルｖＴＨに達
するとインパークＧ、の出力（Ｃ）は第３１図（Ｃ）に
示すように反転する。この逆極性の放電も一定値の電流
１で行なわれるので、放電時間ｔ１もｔ。
と等しくなり
ｔ、 ＝ ｔ／、 （４１と
なる。
なる。
これ等の関係は、カウンタＣＴ、 ｉｃよる所定値のカ
ウントの後、カウンタＣＴ、の出力により静電容量Ｃ２
側に切替えられても同様であるので、次式が成立する。
ウントの後、カウンタＣＴ、の出力により静電容量Ｃ２
側に切替えられても同様であるので、次式が成立する。
ｔ２−Ｃ２ユ （５）
従りて、カウンタＣＴ、の出力Ｑｎ から得られるパ
ルス信号の％ ＨＩ期間は静電容量Ｃ１に、′Ｌ′期間
は静電容量Ｃ２に対応したものとなり、これをフィルタ
回路ＦＣ，で平均化すれば、パルス信号のデエティ比に
関連したＣ１／ （ｃ、＋Ｃ２）の演算結果となる。
ルス信号の％ ＨＩ期間は静電容量Ｃ１に、′Ｌ′期間
は静電容量Ｃ２に対応したものとなり、これをフィルタ
回路ＦＣ，で平均化すれば、パルス信号のデエティ比に
関連したＣ１／ （ｃ、＋Ｃ２）の演算結果となる。
この演算結果は、移動電極１６の変位つま夛差圧（ｐＨ
−ｐＬ） に比例した値を与える。しかも分布容量Ｃは
除去されている。
−ｐＬ） に比例した値を与える。しかも分布容量Ｃは
除去されている。
なお、静電容量Ｃ，，Ｃ２の両端にある固定容量ＣＦは
定値電流制限回路ＣＣ，の両端に並列に固定コンデンサ
を接続し、この値を固定容量ＣＦに等しく選定すること
により除去できる。
定値電流制限回路ＣＣ，の両端に並列に固定コンデンサ
を接続し、この値を固定容量ＣＦに等しく選定すること
により除去できる。
更に、セ／す部の周囲温度や静圧の変化で生ずる誤差を
補償する従来の変位変換器は、本体１０の温ｋを測定す
る温度センサ、封液１４の圧力すなわち静圧を測定する
圧力センサを別個のセンナとして設け、これ等の出力を
補償電圧発生回路に入力してゼロ補償温度信号、ゼロ補
償スパン信号に変換し、これ等を加算し差圧（ＰＨ−Ｐ
Ｌ）を演算する演算回路の出力に代数的に加算し、温度
または静圧の変動によるゼロ点の変動を補償している。
補償する従来の変位変換器は、本体１０の温ｋを測定す
る温度センサ、封液１４の圧力すなわち静圧を測定する
圧力センサを別個のセンナとして設け、これ等の出力を
補償電圧発生回路に入力してゼロ補償温度信号、ゼロ補
償スパン信号に変換し、これ等を加算し差圧（ＰＨ−Ｐ
Ｌ）を演算する演算回路の出力に代数的に加算し、温度
または静圧の変動によるゼロ点の変動を補償している。
また、温度または静圧の変動によるスパン変動が問題に
なる場合には、前記の補償電圧発生回路よシスパン補償
温度信号、スパン補償圧力信号を発生させ、出力回路の
電圧／電流変換利得を変化させてスパンの変動を補償し
ている。
なる場合には、前記の補償電圧発生回路よシスパン補償
温度信号、スパン補償圧力信号を発生させ、出力回路の
電圧／電流変換利得を変化させてスパンの変動を補償し
ている。
この様な補償をする場合には、温度センサおよび圧力セ
ンサを本体１０の中に設ける必要がある。
ンサを本体１０の中に設ける必要がある。
本体内に温度センサを設けた従来技術は例えば笑開昭５
５−１３３１７号に、また本体内に圧力センサを設けた
従来技術は例えば特開昭５４−６７４８０号にそれぞれ
開示されている。
５−１３３１７号に、また本体内に圧力センサを設けた
従来技術は例えば特開昭５４−６７４８０号にそれぞれ
開示されている。
〈発明が解決しようとする問題点〉
しかしながら分布容量Ｃおよび固定容量、ＣＦの影響を
除去する第２８図〜第３０図に示す従来の変位変換器で
は、静電容量Ｃ，，Ｃ２の値に比例したカウンタＣＴ、
の出力の％ Ｈ１時間幅とＳ Ｌ １時間幅の各信号が
定値電流制限回路ＣＣ，の定電流特性に依存して決定さ
れるので、定値電流制限回路ＣＣ，の劣化が生じると誤
差になる欠点を有している。例えば、第３０図において
定位電流制限回路ＣＣ，の劣化として点線で示すごとく
劣化抵抗Ｒが形成さＱ れた場合には、（１）式を考慮すると静電容量Ｃ１側に
切替えた場合と静電容量Ｃ２側に切替えた場合とで生ず
るインバータＧ、の入力端の電圧変化ｅ、と６２とが異
なるため、定値電流制限回路ＣＣ１を劣化抵抗Ｒでバイ
パスして流れる電流が静電容量Ｃ１側とＣ Ｃ２側で異なることになり誤差要因を形成する欠点をも
つ。
除去する第２８図〜第３０図に示す従来の変位変換器で
は、静電容量Ｃ，，Ｃ２の値に比例したカウンタＣＴ、
の出力の％ Ｈ１時間幅とＳ Ｌ １時間幅の各信号が
定値電流制限回路ＣＣ，の定電流特性に依存して決定さ
れるので、定値電流制限回路ＣＣ，の劣化が生じると誤
差になる欠点を有している。例えば、第３０図において
定位電流制限回路ＣＣ，の劣化として点線で示すごとく
劣化抵抗Ｒが形成さＱ れた場合には、（１）式を考慮すると静電容量Ｃ１側に
切替えた場合と静電容量Ｃ２側に切替えた場合とで生ず
るインバータＧ、の入力端の電圧変化ｅ、と６２とが異
なるため、定値電流制限回路ＣＣ１を劣化抵抗Ｒでバイ
パスして流れる電流が静電容量Ｃ１側とＣ Ｃ２側で異なることになり誤差要因を形成する欠点をも
つ。
また、固定客ｆｔＣＦを除去するために定値電流制限回
路ＣＣ，の両端に固定コンデンサを挿入するが、実際に
は定値電流制限回路ＣＣ，の両端にも浮遊容量が形成さ
れ、これが温度によシ変化すると固定容量ＣＦを完全に
除去できず、非直線誤差を生ずる欠点がある。
路ＣＣ，の両端に固定コンデンサを挿入するが、実際に
は定値電流制限回路ＣＣ，の両端にも浮遊容量が形成さ
れ、これが温度によシ変化すると固定容量ＣＦを完全に
除去できず、非直線誤差を生ずる欠点がある。
更に、センサ部の周囲温度や静圧の変化で生ずる誤差を
補償する前記従来の変位変換器は、温度センサおよび圧
力センサを本体内に設けなければならずセンナ部の構成
が複雑になり高価となる欠点を有する。
補償する前記従来の変位変換器は、温度センサおよび圧
力センサを本体内に設けなければならずセンナ部の構成
が複雑になり高価となる欠点を有する。
本発明は、定値電流制限回路の如き複雑な回路を用いる
ことなく放電回路を構成して分布容量と固定容量とを除
去し、更に差圧信号の中に含まれる情報を利用して温度
ｉたは静圧の変動によるゼロ点とスパンをも補償するこ
とを目的とする。
ことなく放電回路を構成して分布容量と固定容量とを除
去し、更に差圧信号の中に含まれる情報を利用して温度
ｉたは静圧の変動によるゼロ点とスパンをも補償するこ
とを目的とする。
〈問題点を解決するための手段〉
この発明は、以上の問題点を解決するため、移動電極に
対して第１電極と第２電極が対向して設けられ検出すべ
き物理的変位に応じて差動的に変化する第１および第２
静電容量と、移動電極の電位を検出する増幅手段と、こ
の増幅手段の入力端に反転電流を供給する負帰還手段と
、増幅手段の出力レベルの変化を計数する計数手段と、
この計数手段の出力を積分する積分手段と、この積分手
段の出力に関連した電圧と基準電圧とを増幅手段の出力
と計数手段の出力とにより切替えて第１静寛容量に印加
する第１スイッチ手段と、積分手段の出力に関連した電
圧と電源電圧とを増幅手段の出力と計数手段の出力とに
より切替えて第２静電容量に印加する第２スイッチ手段
と、電源電圧と積分手段の出力に関連した電圧との差に
関連した電圧を固定インピーダンスを介して移動電極に
印加する固定容量補正手段とを具備することを主な構成
としたものである。
対して第１電極と第２電極が対向して設けられ検出すべ
き物理的変位に応じて差動的に変化する第１および第２
静電容量と、移動電極の電位を検出する増幅手段と、こ
の増幅手段の入力端に反転電流を供給する負帰還手段と
、増幅手段の出力レベルの変化を計数する計数手段と、
この計数手段の出力を積分する積分手段と、この積分手
段の出力に関連した電圧と基準電圧とを増幅手段の出力
と計数手段の出力とにより切替えて第１静寛容量に印加
する第１スイッチ手段と、積分手段の出力に関連した電
圧と電源電圧とを増幅手段の出力と計数手段の出力とに
より切替えて第２静電容量に印加する第２スイッチ手段
と、電源電圧と積分手段の出力に関連した電圧との差に
関連した電圧を固定インピーダンスを介して移動電極に
印加する固定容量補正手段とを具備することを主な構成
としたものである。
く実施例〉
以下、本発明の実施例について図面に基づき説明する。
尚、以下の説明においては同一機能ｔ−有する部分には
同一符号を付し、適宜説明を省略する。
同一符号を付し、適宜説明を省略する。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。
移動電極１６はインバータＧ、の入力端に接続されてお
９、その出力端はインバータＧ６の入力端に接続されこ
れ等でバッファゲートを構成している。
９、その出力端はインバータＧ６の入力端に接続されこ
れ等でバッファゲートを構成している。
インバータＧの出力端はインバータＧ７と抵抗Ｒｎを介
してインバータＧ５の入力端に負帰還接続されている。
してインバータＧ５の入力端に負帰還接続されている。
インバータＧ７の出力端ｉｎビットのカウンタＣＴ、の
入力端ＣＬに接続され、その出力端Ｑｎはアンドゲート
Ｇ８およびナントゲートＧ９の入力の一端に接続されて
いる。更に出力端Ｑｎは端子Ｔ０にも接続されている。
入力端ＣＬに接続され、その出力端Ｑｎはアンドゲート
Ｇ８およびナントゲートＧ９の入力の一端に接続されて
いる。更に出力端Ｑｎは端子Ｔ０にも接続されている。
アンドゲートＧ８およびナントゲートＧ、の入力の他端
はインバータＧ６の出力端と接続されている。
はインバータＧ６の出力端と接続されている。
巣に、カウンタＣＴ、の出力端ＱｎはインバータＧ、。
を介してアンドゲートＧ１．およびナントゲートＧ、２
０入力の一端に接続されている。インバータＧ、。の出
力端からは端子Ｔ、／が引き出されている。アンドゲー
トＧ１１およびナントゲートＧ、２の入力の他端はイン
バータＧ６の出力端と接続されている。
０入力の一端に接続されている。インバータＧ、。の出
力端からは端子Ｔ、／が引き出されている。アンドゲー
トＧ１１およびナントゲートＧ、２の入力の他端はイン
バータＧ６の出力端と接続されている。
カウンタＣＴ、の出力端Ｑｎはまた積分器Ｑ、の入力端
に接続され、積分器Ｑ、は演算増幅器の反転入力端←）
とカウンタＣＴ、の出力端Ｑｎとの間に接続された抵抗
Ｒ１、演算増幅器の反転入力端←）とその出力端との関
に接続されたコンデンサＣ，を有し、演算増幅器の非反
転入力端←）を電源電圧Ｖの歿の電位である残電位点（
中間電位点）へ接続した構成である。
に接続され、積分器Ｑ、は演算増幅器の反転入力端←）
とカウンタＣＴ、の出力端Ｑｎとの間に接続された抵抗
Ｒ１、演算増幅器の反転入力端←）とその出力端との関
に接続されたコンデンサＣ，を有し、演算増幅器の非反
転入力端←）を電源電圧Ｖの歿の電位である残電位点（
中間電位点）へ接続した構成である。
スイッチｓｗ、 、 ｓｗ、は直列接続されその接続点
が固定電極１７に接続されている。スイッチＳＷ。
が固定電極１７に接続されている。スイッチＳＷ。
の他端は積分器Ｑ、の出力端と、スイッチ８Ｗ、の他端
は共通電位点ＣＯＭとそれぞれ接続され、アンドゲート
Ｇ８およびナントゲートＧ、の出力によりスイッチｓｗ
、 、 ｓｗ２がそれぞれ制御され開閉される。
は共通電位点ＣＯＭとそれぞれ接続され、アンドゲート
Ｇ８およびナントゲートＧ、の出力によりスイッチｓｗ
、 、 ｓｗ２がそれぞれ制御され開閉される。
また、スイッチｓｗ５． ｓｗ４は直列接続され、その
接続点が固定電極１８に接続されている。スイッチＳＷ
、の他端には電源電圧ｖ２が印加され、スイッチＳＷ４
の他端は積分器Ｑ、の出力端と接続され、アンドゲート
Ｇ１．およびナントゲートＧ、２の出力によシスイッチ
ｓｗ５． ｓｗ４がそれぞれ制御され開閉される。
接続点が固定電極１８に接続されている。スイッチＳＷ
、の他端には電源電圧ｖ２が印加され、スイッチＳＷ４
の他端は積分器Ｑ、の出力端と接続され、アンドゲート
Ｇ１．およびナントゲートＧ、２の出力によシスイッチ
ｓｗ５． ｓｗ４がそれぞれ制御され開閉される。
２０は静電容量Ｃ，，Ｃ２の両端に各々介在する固定容
量ＣＦを補正するための固定容量補正回路である。演算
器Ｑ２の反転入力端←）には端子Ｔ、と抵抗Ｒ２を介し
て積分器Ｑ、の出力端の可変電圧ｖ０が印加されている
。演算器Ｑ２の反転入力端←）と出力端との間には抵抗
Ｒ３が接続され、その非反転入力端←）には電源電圧ｖ
２の捧の電圧が印加されて演算器９２はその出力端に（
Ｖ、−Ｖｏ）なる電圧を得ている。
量ＣＦを補正するための固定容量補正回路である。演算
器Ｑ２の反転入力端←）には端子Ｔ、と抵抗Ｒ２を介し
て積分器Ｑ、の出力端の可変電圧ｖ０が印加されている
。演算器Ｑ２の反転入力端←）と出力端との間には抵抗
Ｒ３が接続され、その非反転入力端←）には電源電圧ｖ
２の捧の電圧が印加されて演算器９２はその出力端に（
Ｖ、−Ｖｏ）なる電圧を得ている。
スイッチｓｗ５． ｓｗ６． ｓｗ、の各一端は相互に
接続されてここに補償電圧ｖｃを得て端子Ｔ５、補償容
量Ｃ３を介して移動電極１６に印加される。
接続されてここに補償電圧ｖｃを得て端子Ｔ５、補償容
量Ｃ３を介して移動電極１６に印加される。
スイッチＳＷ５の他端は演算器Ｑ２の出力端と接続され
、スイッチｓｗ６．． ｓｗ、の各他端には電源電圧ｖ
１可変電圧Ｖがそれぞれ印加されている。更にｚ
ＯスイッチＳＷ５は端子Ｔ
４を介してアンドゲートＧ８の出力端の電圧で、スイッ
チＳＷ６は端子Ｔ、を介して印加されるアンドゲートＧ
４．の出力端の電圧と端子Ｔ４を介して印加されるアン
ドゲートＧ８の出力端の電圧とが印加されたノアゲート
Ｇ、５の出力端の電圧で、スイッチＳＷ、は端子Ｔ３を
介してアンドゲートＧ１．の出力端の電圧でそれぞれ制
御され開閉される。
、スイッチｓｗ６．． ｓｗ、の各他端には電源電圧ｖ
１可変電圧Ｖがそれぞれ印加されている。更にｚ
ＯスイッチＳＷ５は端子Ｔ
４を介してアンドゲートＧ８の出力端の電圧で、スイッ
チＳＷ６は端子Ｔ、を介して印加されるアンドゲートＧ
４．の出力端の電圧と端子Ｔ４を介して印加されるアン
ドゲートＧ８の出力端の電圧とが印加されたノアゲート
Ｇ、５の出力端の電圧で、スイッチＳＷ、は端子Ｔ３を
介してアンドゲートＧ１．の出力端の電圧でそれぞれ制
御され開閉される。
。次に、以上の如く構成された第１図に示す回路の動作
につき、先ず固定容量補正回路２０を除いた部分につい
て説明する。
につき、先ず固定容量補正回路２０を除いた部分につい
て説明する。
カウンタＣＴ、の出力が第２図（ｂ）の期間Ｔ、ｃで示
すハイレベル″Ｈ′でインバータＧ６の出力がローレベ
ル％ Ｌ Ｉにあるときは、アンドゲートＧ８の出力（
第２図（ａ））は１Ｌ′状態で第３図（、）で示す回路
接続に表っておシインパータＧ５の入力端の電圧・１は
第２図（ｆ）の人、で示す状態にあシ、インバータＧ、
と抵抗Ｒｎを介して静電容量Ｃ，，Ｃ２と分布容量Ｃ８
が充電され除々に電位が上昇する。インバータＧ、のス
レシホールドレペルｖＴＨに電圧ｅｌが達すると、イン
バータＧ６の出力が反転し第３図（ｂ）で示す回路接続
になりインバータＧ５の入力端の電圧ｅ１は第２図（ｆ
）のＡ２で示す状態になる。
すハイレベル″Ｈ′でインバータＧ６の出力がローレベ
ル％ Ｌ Ｉにあるときは、アンドゲートＧ８の出力（
第２図（ａ））は１Ｌ′状態で第３図（、）で示す回路
接続に表っておシインパータＧ５の入力端の電圧・１は
第２図（ｆ）の人、で示す状態にあシ、インバータＧ、
と抵抗Ｒｎを介して静電容量Ｃ，，Ｃ２と分布容量Ｃ８
が充電され除々に電位が上昇する。インバータＧ、のス
レシホールドレペルｖＴＨに電圧ｅｌが達すると、イン
バータＧ６の出力が反転し第３図（ｂ）で示す回路接続
になりインバータＧ５の入力端の電圧ｅ１は第２図（ｆ
）のＡ２で示す状態になる。
尚、これ等の状態では、インバータＧ、。の出力はカウ
ンタＣＴ、の出力を反転した第２図（、）の状態にあり
、このためアンドゲートＧ１．の出力（第２図（Ｃ））
もナントゲート’１２の出力（第２図（ｄ））も変化せ
ず、静電容量Ｃ１側のみが切替えられる。
ンタＣＴ、の出力を反転した第２図（、）の状態にあり
、このためアンドゲートＧ１．の出力（第２図（Ｃ））
もナントゲート’１２の出力（第２図（ｄ））も変化せ
ず、静電容量Ｃ１側のみが切替えられる。
インバータＧ５の入力端の電圧ｅ１が第２図（ｆ）のＡ
１の状態でスレシホールドレベルｖＴＨに達したときの
各容量の全電荷量（第３図（＆））とＡ２ の状態に
移行した直後の全電荷量（第３図（ｂ））とを等しく置
くことにより反転直後の電圧ｖ（、＋）は自 ｖ１２ｖＴＨ” Ｃｔ ＋Ｃ２＋ Ｃ、”。
１の状態でスレシホールドレベルｖＴＨに達したときの
各容量の全電荷量（第３図（＆））とＡ２ の状態に
移行した直後の全電荷量（第３図（ｂ））とを等しく置
くことにより反転直後の電圧ｖ（、＋）は自 ｖ１２ｖＴＨ” Ｃｔ ＋Ｃ２＋ Ｃ、”。
なる。状態Ａ、からＡ２に切替った後の過渡状態は第３
図（ｂ）の回路接続となるが、初期値を上記のｖ）０と
しスレシホールドレベルｖＴＨに電圧ｅｉが低下するま
での放電時間ｔ、Ａを算出すると、となる。
図（ｂ）の回路接続となるが、初期値を上記のｖ）０と
しスレシホールドレベルｖＴＨに電圧ｅｉが低下するま
での放電時間ｔ、Ａを算出すると、となる。
放電時間ｔ、Ａの経過後インバータＧ６の出力が反転し
て第２図（ｆ）の人、で示す第３図（ａ）の回路接続に
なった直後のインバータＧ５の入力端の電圧ｖ％−）は
、ｖ（＋）の場曾と同様にして求めると （−） Ｃ。
て第２図（ｆ）の人、で示す第３図（ａ）の回路接続に
なった直後のインバータＧ５の入力端の電圧ｖ％−）は
、ｖ（＋）の場曾と同様にして求めると （−） Ｃ。
” ｖＴＨＣ，＋Ｃ２＋Ｃ８ｖ。
となる。状態人、からＡ、に切替りた後の過渡状態は第
３図（＆）の回路接続となるが、初期値を上記のＶ、ト
ＬスレシホールドレペルｖＴＨＫ電圧ｅ１が低下するま
での充電時間ｔ、Ｂを算出すると、を得る。
３図（＆）の回路接続となるが、初期値を上記のＶ、ト
ＬスレシホールドレペルｖＴＨＫ電圧ｅ１が低下するま
での充電時間ｔ、Ｂを算出すると、を得る。
次に、カウンタＣＴ、の出力が第２図（ｂ）の期間Ｔ２
ｅで示すローレベルゝＬ′でインバータＧ６の出力がロ
ーレベル１Ｌ′にあるときは、第６図（ｃ）で示す回路
接続になっておりインバータＧ５の入力端の電圧ｅ、は
第２図（ｆ）の人、で示す状態にあシ、インバータＧ、
と抵抗Ｒｎを介して静電容量Ｃ，，Ｃ２と分布容量Ｃが
充電され除々に電位が上昇する。インバータＧ、のスレ
シホールドレペルｖＴＨに電圧ｅ１が達スルと、インバ
ータＧ６の出力が反転し、第３図（ｄ）で示す回路接続
になり電圧ｅｉは第２図（ｆ）の人、で示す状態になる
。状態人、の放電時間ｔ２Ａのあいだ放電を続け、スレ
シホールドレベルｖＴＨに達するとインバータＧ６の出
力が反転して第２図（ｆ）の状態Ａ６の充電時間ｔ２Ｂ
のあいだ各容量を充電する。
ｅで示すローレベルゝＬ′でインバータＧ６の出力がロ
ーレベル１Ｌ′にあるときは、第６図（ｃ）で示す回路
接続になっておりインバータＧ５の入力端の電圧ｅ、は
第２図（ｆ）の人、で示す状態にあシ、インバータＧ、
と抵抗Ｒｎを介して静電容量Ｃ，，Ｃ２と分布容量Ｃが
充電され除々に電位が上昇する。インバータＧ、のスレ
シホールドレペルｖＴＨに電圧ｅ１が達スルと、インバ
ータＧ６の出力が反転し、第３図（ｄ）で示す回路接続
になり電圧ｅｉは第２図（ｆ）の人、で示す状態になる
。状態人、の放電時間ｔ２Ａのあいだ放電を続け、スレ
シホールドレベルｖＴＨに達するとインバータＧ６の出
力が反転して第２図（ｆ）の状態Ａ６の充電時間ｔ２Ｂ
のあいだ各容量を充電する。
期間Ｔ１．の状態では静電容ｔｃ、の固定電極１８が可
変電圧ｖ０に落されていたのに対し、期間Ｔ２ｃの状態
では静電容量Ｃ１の固定電極１７が共通電位点ＣＯＭ
Ｋ、落されている点が異なる。
変電圧ｖ０に落されていたのに対し、期間Ｔ２ｃの状態
では静電容量Ｃ１の固定電極１７が共通電位点ＣＯＭ
Ｋ、落されている点が異なる。
状態人、からム５に反転した直後の電圧ケゝは期間Ｔ、
ｅの場合と同様にして、 となる。状態Ａ５での放電時間ｔ２Ａは上記の初期値を
用いて（６）式を導いたと同様にしてとなる。
ｅの場合と同様にして、 となる。状態Ａ５での放電時間ｔ２Ａは上記の初期値を
用いて（６）式を導いたと同様にしてとなる。
状態Ａ５からＡ６に反転した直後の電圧ｖニーゝは期間
Ｔ、ｅの場合と同様にして となる。状態Ａ６での放電時間ｔ２Ｂはこの初期値を用
いて（７）式を導いたと同様にして となる。
Ｔ、ｅの場合と同様にして となる。状態Ａ６での放電時間ｔ２Ｂはこの初期値を用
いて（７）式を導いたと同様にして となる。
ところで、積分器Ｑ、４カウンタＣＴ、の出力（第２図
（ｂ））の期間Ｔ、。とＴ２ｅが等しくなる様に可変電
圧ｖ０を調節する。こ・れは、次の平衡条件を満たす。
（ｂ））の期間Ｔ、。とＴ２ｅが等しくなる様に可変電
圧ｖ０を調節する。こ・れは、次の平衡条件を満たす。
ｔ、Ａ＋ ｔ、Ｂ ＝＝ ｔ２Ａ＋ ｔ２Ｂ
Ｑｌこの式に（６ｊ〜（９）式を代入してＶ
を求めると、となる。ここで、静電容量Ｃ，，Ｃ２はＣ
０を差圧ΔＰがゼロのときの静電容量とすると、ｋを定
数として次式で示される。
Ｑｌこの式に（６ｊ〜（９）式を代入してＶ
を求めると、となる。ここで、静電容量Ｃ，，Ｃ２はＣ
０を差圧ΔＰがゼロのときの静電容量とすると、ｋを定
数として次式で示される。
” ” Ｃｏ １−にΔｐ Ｌ２ｃ
＝ ｃ −（ｌ障 ２ ０１＋にΔＰ これ等の式をＣＩＩＪ弐に代入すると、ａ４ Ｖ０＝ Ｔ（１−にΔｐ）ｖ。
＝ ｃ −（ｌ障 ２ ０１＋にΔＰ これ等の式をＣＩＩＪ弐に代入すると、ａ４ Ｖ０＝ Ｔ（１−にΔｐ）ｖ。
となり、可変電圧Ｖ。は差圧ΔＰに比例する。
この式には分布容ｔｃは含まれておらず、員式の関係を
満す計算において消去され、分布容量Ｃの影響を受けな
い結果となっている。
満す計算において消去され、分布容量Ｃの影響を受けな
い結果となっている。
次に、固定容量補正回路２０を付加した場合について説
明する。静電容量Ｃ，，Ｃ２は現実には差圧ΔＰＩＣは
応動しない固定容量ＣＦが形成さ孔ている。
明する。静電容量Ｃ，，Ｃ２は現実には差圧ΔＰＩＣは
応動しない固定容量ＣＦが形成さ孔ている。
固定容量ＣＦを考慮した場合の静電容量ｅ１．ｃ２に対
応する静電容量ＣＨ０ＣＬは次式の様になる。
応する静電容量ＣＨ０ＣＬは次式の様になる。
ｃＬ＝ ｃ、 ＋ ＣＦ＝Ｃｏ １−にΔＰ＋ ＣＦ
ａ９ＣＥ： Ｃ２＋ Ｃ，＋＝ Ｃ，； ＋ Ｃ
Ｆ（［９この固定客′ＩｋＣＦはセンナ部が小形化され
るＫしたがってその割合が大きくなシ９、これに伴い非
直線性を生ずる割合も増大する。そこで、固定容量補正
回路２０により固定容量ＣＦを除去する。
ａ９ＣＥ： Ｃ２＋ Ｃ，＋＝ Ｃ，； ＋ Ｃ
Ｆ（［９この固定客′ＩｋＣＦはセンナ部が小形化され
るＫしたがってその割合が大きくなシ９、これに伴い非
直線性を生ずる割合も増大する。そこで、固定容量補正
回路２０により固定容量ＣＦを除去する。
先ず、カウンタＣＴ、の出力が第２図（ｂ）の期間Ｔ、
ｅで示す１Ｈルベルのときは、第２図（ｃ）で示す様に
アンドゲートＧ１．の出力はインバータＧ６の出力レベ
ルによらず％ Ｌ Ｉレベルでめυ、このためスイッチ
ＳＷ、は開放された状態となっている。この状態でイン
バータＧ６の出力が％ ＬＩのときはスイッチｓｗ、
、 ｓｗ、がオフとなシ、スイッチｓｗ２． ｓｗ６が
オンとなる。この場合の回路接続はｉＩＪ図（ａ）の様
になる。次にインバータＧ６の出力が％ ＨＩになると
、スイッチｓｗ、、ｓｗ５がオンとなり、スイッチｓｗ
２． ｓｗ６がオフとなる。この場合の回路接続は第４
図（ｂ）の様になる。これ等の場合の補償電圧Ｖｃの状
態は第２図（ｈ）で示される。
ｅで示す１Ｈルベルのときは、第２図（ｃ）で示す様に
アンドゲートＧ１．の出力はインバータＧ６の出力レベ
ルによらず％ Ｌ Ｉレベルでめυ、このためスイッチ
ＳＷ、は開放された状態となっている。この状態でイン
バータＧ６の出力が％ ＬＩのときはスイッチｓｗ、
、 ｓｗ、がオフとなシ、スイッチｓｗ２． ｓｗ６が
オンとなる。この場合の回路接続はｉＩＪ図（ａ）の様
になる。次にインバータＧ６の出力が％ ＨＩになると
、スイッチｓｗ、、ｓｗ５がオンとなり、スイッチｓｗ
２． ｓｗ６がオフとなる。この場合の回路接続は第４
図（ｂ）の様になる。これ等の場合の補償電圧Ｖｃの状
態は第２図（ｈ）で示される。
カウンタＣＴ、の出力が第２図（ｂ）の期間Ｔ２ｃで示
される１Ｌルベルのときは、第２図（ａｌ）で示す様に
アンドゲートＧ８の出力はインバータＧ６の出力レベル
によらず１Ｌルベルであり、このためスイッチＳＷ、は
開放された状態となっている。この場合にはスイッチｓ
ｗ６． ｓｗ、が互いに逆相で動作する。
される１Ｌルベルのときは、第２図（ａｌ）で示す様に
アンドゲートＧ８の出力はインバータＧ６の出力レベル
によらず１Ｌルベルであり、このためスイッチＳＷ、は
開放された状態となっている。この場合にはスイッチｓ
ｗ６． ｓｗ、が互いに逆相で動作する。
この状態でインバータＧ６の出力が％ Ｌ Ｉのときは
スイッチｓｗ、 、 ｓｗ、がオフとなシ、スイッチＳ
Ｗ４゜ｓｗ６がオンとなる。この場合の回路接続は第４
図（、）の様になる。次にインバータＧ６の出力が％
ＨＩになるとスイッチｓｗ、 、 ｓｗ、がオンとなシ
、スイッチ５Ｗ４ ＊ ｓｗ６がオフとなる。この場合
の回路接続は第４図（ｄ）の様になる。これ等の場合の
補償電圧Ｖの状態は第２図（ｈ）で示されている。
スイッチｓｗ、 、 ｓｗ、がオフとなシ、スイッチＳ
Ｗ４゜ｓｗ６がオンとなる。この場合の回路接続は第４
図（、）の様になる。次にインバータＧ６の出力が％
ＨＩになるとスイッチｓｗ、 、 ｓｗ、がオンとなシ
、スイッチ５Ｗ４ ＊ ｓｗ６がオフとなる。この場合
の回路接続は第４図（ｄ）の様になる。これ等の場合の
補償電圧Ｖの状態は第２図（ｈ）で示されている。
に
こで、第３図と第４図に示す回路接続を比較すると、第
３図におけるＣ１をＣＬに、Ｃ２をＣＨに読み換え、補
償容量Ｃ３を除けば全く同じ回路となる。
３図におけるＣ１をＣＬに、Ｃ２をＣＨに読み換え、補
償容量Ｃ３を除けば全く同じ回路となる。
従って、第４図に示す回路は第６図に示す回路に補償容
量Ｃ５が付加された構成である。このことから、第３図
で計算したと同様な計算を第４図についても実行すると
次の様になる。
量Ｃ５が付加された構成である。このことから、第３図
で計算したと同様な計算を第４図についても実行すると
次の様になる。
固定容量補正回路２０を付加しない場合の放電時間ｔ
、充電時間ｔ 、放電時間ｔ 、充電時ＩＡ
ＩＢ
２Ａ間ｔ２Ｂに対応する固定容量補正回路２０を付加し
た場合の充放電時間をそれぞれｔ’ ＋ ｔ’ ＊
ｔ’ −ＩＡ ＩＢ ２Ａ ”２Ｂとすれば次式の様になる。
、充電時間ｔ 、放電時間ｔ 、充電時ＩＡ
ＩＢ
２Ａ間ｔ２Ｂに対応する固定容量補正回路２０を付加し
た場合の充放電時間をそれぞれｔ’ ＋ ｔ’ ＊
ｔ’ −ＩＡ ＩＢ ２Ａ ”２Ｂとすれば次式の様になる。
ここで、平衡状態では
ｔ−□＋”ＩＢ ＝ ”２Ａ ＋ｔ’２Ｂ
（ロ）が成立するので、（１？１〜■式を（
２）式に代入して、を得る。
（ロ）が成立するので、（１？１〜■式を（
２）式に代入して、を得る。
（ｉＧ 、α０式を（２）式に代入すれば、となる。こ
こで、ＣＦ＝＝Ｃｓ に選定すれば１
（ハ）Ｖ＝−（１−にΔｐ）ｒ。
こで、ＣＦ＝＝Ｃｓ に選定すれば１
（ハ）Ｖ＝−（１−にΔｐ）ｒ。
とな９、分布容量Ｃ８と固定容量ＣＦの影響を受けない
差圧ΔＰに比例した直線変化の出力が得られる。
差圧ΔＰに比例した直線変化の出力が得られる。
なお、インバータＧまたは０７の出力端とインパーりＧ
５の入力端との間にはそれぞれ浮遊容量Ｃ１゜Ｃ３２が
存在するが、これはＣＨ側とＣＬ側とに共通モードで介
在するので平衡状態ではこれ等の浮遊容量は除去される
。
５の入力端との間にはそれぞれ浮遊容量Ｃ１゜Ｃ３２が
存在するが、これはＣＨ側とＣＬ側とに共通モードで介
在するので平衡状態ではこれ等の浮遊容量は除去される
。
に）式から（ハ）式の導出の過程でも判る様に固定客′
ｋＣＦが完全に消去されないと差圧ΔＰに対して非直線
変化を生ずる。またセンサ部のバネ系等に起因する非直
線性も考慮して正負に亘る非直線性も補正したい場合も
ある。
ｋＣＦが完全に消去されないと差圧ΔＰに対して非直線
変化を生ずる。またセンサ部のバネ系等に起因する非直
線性も考慮して正負に亘る非直線性も補正したい場合も
ある。
第５図は正負に亘る非直線性をも補正できる固定容量補
正回路を示している。固定容量補正回路２１は固定容量
補正回路２０の変形実施例であシ、スイッチｓｗ、 、
ｓｗ、 、 ｓｗ、。と可変抵抗ＶＲ，が付加されて
いる。スイッチＳＷ８の一端は可変抵抗ｖＲ１を介して
スイッチｓｗ５． ｓｗ６． ｓｗアの各一端に接続さ
れると共にスイッチｓｗ、、ｓｗ、。の各一端とも接続
されている。スイッチＳＷ８の他端には可変電圧Ｖ。が
、スイッチＳＷ、の他端には共通電位点ＣＯＭの電位が
、スイッチＳＷ、。の他端には演算器Ｑ２の出力電圧（
Ｖ、−Ｖｏ）がそれぞれ印加されている。スイッチｓｗ
８とＳＷ５、スイッチｓｗ、とｓｗ６、スイッチＳＷ、
。とＳＷ、がそれぞれ同時に切替えられる。
正回路を示している。固定容量補正回路２１は固定容量
補正回路２０の変形実施例であシ、スイッチｓｗ、 、
ｓｗ、 、 ｓｗ、。と可変抵抗ＶＲ，が付加されて
いる。スイッチＳＷ８の一端は可変抵抗ｖＲ１を介して
スイッチｓｗ５． ｓｗ６． ｓｗアの各一端に接続さ
れると共にスイッチｓｗ、、ｓｗ、。の各一端とも接続
されている。スイッチＳＷ８の他端には可変電圧Ｖ。が
、スイッチＳＷ、の他端には共通電位点ＣＯＭの電位が
、スイッチＳＷ、。の他端には演算器Ｑ２の出力電圧（
Ｖ、−Ｖｏ）がそれぞれ印加されている。スイッチｓｗ
８とＳＷ５、スイッチｓｗ、とｓｗ６、スイッチＳＷ、
。とＳＷ、がそれぞれ同時に切替えられる。
この結果、スイッチＳＷ５とＳＷ、によシ可変抵抗ＶＲ
１には演算器Ｑ２の出力電圧（Ｖ、−Ｖｏ） とこれと
は逆相の可変電圧Ｖが印加され、これ等の電圧間の任意
の可変電圧が可変抵抗ＶＲ，の中点よシ補償容量Ｃ３に
印加される。また、スイッチＳＷ６とＳＷ。
１には演算器Ｑ２の出力電圧（Ｖ、−Ｖｏ） とこれと
は逆相の可変電圧Ｖが印加され、これ等の電圧間の任意
の可変電圧が可変抵抗ＶＲ，の中点よシ補償容量Ｃ３に
印加される。また、スイッチＳＷ６とＳＷ。
によシミ圧Ｖと共通電位点ＣＯＭとの間の任意の固定電
圧が可変抵抗ＶＲ，の中点よシ補償容量Ｃ３に印加され
る。更に、スイッチＳＷ、とＳＷ、。Ｋよシ可変抵抗Ｖ
Ｂ、には可変電圧ｖ０とこれとは逆相の演算器Ｑ２の出
力電圧（Ｖ、−Ｖｏ）が印加され、これ等の電圧間の任
意の可変電圧が可変抵抗ＶＲ１の中点より補償容量Ｃ５
に印加されるように構成されている。
圧が可変抵抗ＶＲ，の中点よシ補償容量Ｃ３に印加され
る。更に、スイッチＳＷ、とＳＷ、。Ｋよシ可変抵抗Ｖ
Ｂ、には可変電圧ｖ０とこれとは逆相の演算器Ｑ２の出
力電圧（Ｖ、−Ｖｏ）が印加され、これ等の電圧間の任
意の可変電圧が可変抵抗ＶＲ１の中点より補償容量Ｃ５
に印加されるように構成されている。
これ等の構成により補償電圧ｖｃの大きさを調整して非
直線の補正を行なう。
直線の補正を行なう。
第６図は非直線性の補正をアナログ回路のみで実現する
他の実施例である。端子Ｔ、と演算器Ｑ２の出力端との
間に可変抵抗ＶＲ２を接続し、その中点より端子Ｔ５、
補償抵抗Ｒｃを介して移動電極１６と接続したものであ
る。可変抵抗ＶＲ２の中点には可変電圧ｖ０と演算器Ｑ
２の出力電圧（Ｖｚ−Ｖｏ）との間の任意の可変電圧が
得られ、これによシ全体として非直線性を補償する。
他の実施例である。端子Ｔ、と演算器Ｑ２の出力端との
間に可変抵抗ＶＲ２を接続し、その中点より端子Ｔ５、
補償抵抗Ｒｃを介して移動電極１６と接続したものであ
る。可変抵抗ＶＲ２の中点には可変電圧ｖ０と演算器Ｑ
２の出力電圧（Ｖｚ−Ｖｏ）との間の任意の可変電圧が
得られ、これによシ全体として非直線性を補償する。
第７図はセンサ部の温度または静圧によるゼロ点のずれ
を補正するゼロ補正回路２２を示す。
を補正するゼロ補正回路２２を示す。
センサ部での温度ま九は静圧によるゼロ点のずれは、例
えば第２８図において高圧側のダイヤフラム１１の有効
面積をＡい低圧側のダイヤフラム１２の有効面積をＡＬ
とし、ＡＨ＞ＡＬにたまたま形成され九とすると、温°
度変化ΔＴによシ封液の体積Ｖが増加しロッド１９を左
方向に移動させ、静圧変化Δｐｆｌによりては封液の体
積が減少しロッド１９ｔ−右方向に移動させ、ゼロ点を
変動させる。
えば第２８図において高圧側のダイヤフラム１１の有効
面積をＡい低圧側のダイヤフラム１２の有効面積をＡＬ
とし、ＡＨ＞ＡＬにたまたま形成され九とすると、温°
度変化ΔＴによシ封液の体積Ｖが増加しロッド１９を左
方向に移動させ、静圧変化Δｐｆｌによりては封液の体
積が減少しロッド１９ｔ−右方向に移動させ、ゼロ点を
変動させる。
ＡＨ＜ ＡＬの場合はこの逆の関係となる。つまｐ１有
効面積差に起因するゼロ点変動の発生方向は温度上昇に
よるものと静圧上昇によるものとは反対方向になること
がわかる。このゼロ点変動は封液の体積変化（密度変化
）に基〈内圧変化に起因して発生している。
効面積差に起因するゼロ点変動の発生方向は温度上昇に
よるものと静圧上昇によるものとは反対方向になること
がわかる。このゼロ点変動は封液の体積変化（密度変化
）に基〈内圧変化に起因して発生している。
ここで、封液の温度変化および静圧変化に対す体積変化
率と、封液の誘電率１の温度変化および静圧変化に対す
る体積変化率との関係は、例えば一般的な封液であるシ
リコンオイルではの関係で表わされることが判っている
。
率と、封液の誘電率１の温度変化および静圧変化に対す
る体積変化率との関係は、例えば一般的な封液であるシ
リコンオイルではの関係で表わされることが判っている
。
この関係は、封液の温度または静圧による誘電率の変化
率と、封液の温度または静圧による体積変化率とがほぼ
等しいことを示し、誘電率ｇの変化Δｇを検出すること
により封液の温度または静圧による体積変化ΔＶｆ検出
できることを示している。ゼロ点変動は封液の体積変化
に起因して有効面積差がある場合に生ずるのであるから
、誘電率１の変化Δ１を検出し、この検出信号に基づい
てゼロ点の変動を補償することができる。
率と、封液の温度または静圧による体積変化率とがほぼ
等しいことを示し、誘電率ｇの変化Δｇを検出すること
により封液の温度または静圧による体積変化ΔＶｆ検出
できることを示している。ゼロ点変動は封液の体積変化
に起因して有効面積差がある場合に生ずるのであるから
、誘電率１の変化Δ１を検出し、この検出信号に基づい
てゼロ点の変動を補償することができる。
そこで、第１図に示す回路から誘電率εに関連する信号
を導出する。
を導出する。
（６１〜（９）式において、”ＴＨ＝ ”ｚ／２ に
設定し期間Ｔ、ｃを求める。ただし簡単のためＴ、ｃ＝
ｔ、Ａ＋ｔ、Ｂとすると次式を得る。
設定し期間Ｔ、ｃを求める。ただし簡単のためＴ、ｃ＝
ｔ、Ａ＋ｔ、Ｂとすると次式を得る。
ここで、２次項以降を省略すると
同様にして、Ｔ２ｃ＝ｔ２Ａ” ｔ２ＢとしてＶ、−Ｖ
ｏ Ｔ＋４８＝Ｃ２ｖ２ ２ｃ （至）を
得る。更に、第１図に示す回路は前述の様にＴ、ｃ＝Ｔ
２ｃ で平衡するので（ロ）、＠式よ＃）ｖ０＝ｃ１
＋ｃ２ ｖｚを得る。この式をに）式に代入して、とな
る。ここで、差圧ΔＰがゼロのときの真空での静電容量
ＣｖとするとＣ０＝εＣｖとなシ、これをαり。
ｏ Ｔ＋４８＝Ｃ２ｖ２ ２ｃ （至）を
得る。更に、第１図に示す回路は前述の様にＴ、ｃ＝Ｔ
２ｃ で平衡するので（ロ）、＠式よ＃）ｖ０＝ｃ１
＋ｃ２ ｖｚを得る。この式をに）式に代入して、とな
る。ここで、差圧ΔＰがゼロのときの真空での静電容量
ＣｖとするとＣ０＝εＣｖとなシ、これをαり。
ａｊ式に代入し、更に（２）式に代入すると、人を比例
定数とすると Ｔ、ｃ＝人１
（ロ）となる。従りて、カウンタＣＴ、の出力信号ｖＱ
のパルス幅は誘電率６に比例し、端子Ｔ０で得られる。
定数とすると Ｔ、ｃ＝人１
（ロ）となる。従りて、カウンタＣＴ、の出力信号ｖＱ
のパルス幅は誘電率６に比例し、端子Ｔ０で得られる。
第７図において単安定回路Ｑ、は端子Ｔ０に得られた出
力信号ｖＱで一定のパルス幅ＴＫを有するパルス信号Ｐ
、を出力する。
力信号ｖＱで一定のパルス幅ＴＫを有するパルス信号Ｐ
、を出力する。
この場合のパルス幅ＴＫは出力信号ＶＱのパルス幅Ｔ、
ｃよシ大きくなる様に、つまｐ ＴＫ）Ｔ、。になるよ
うに抵抗−と静電容量ＣＭで設定しておく。
ｃよシ大きくなる様に、つまｐ ＴＫ）Ｔ、。になるよ
うに抵抗−と静電容量ＣＭで設定しておく。
このパルス信号Ｐ、によシスイッチＳＷ、、を開閉する
とスイッチＳφ１．の出力端と増幅器Ｑ４の非反転入力
端←）との間に挿入された抵抗Ｒ４と静電容量Ｃ４とで
構成されたフィルタの出力端に封入液の誘電率−に比例
した電圧Ｖ、が得られる。
とスイッチＳφ１．の出力端と増幅器Ｑ４の非反転入力
端←）との間に挿入された抵抗Ｒ４と静電容量Ｃ４とで
構成されたフィルタの出力端に封入液の誘電率−に比例
した電圧Ｖ、が得られる。
この関係は第８図に示す出力信号Ｖ、とパルス信号Ｐ、
を考慮すると、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）Ｋ得られ
る電圧Ｖ、は出力信号Ｖ、をパルス信号Ｐ１で割算した
形となり、（ト）式を用いて次式の如くなる。
を考慮すると、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）Ｋ得られ
る電圧Ｖ、は出力信号Ｖ、をパルス信号Ｐ１で割算した
形となり、（ト）式を用いて次式の如くなる。
従って、増幅器Ｑ４の非反転入力端（→にはセンサ部で
の静圧または温度変化に起因するゼロ点変動に関連する
電圧Ｖ、が得られ、ゼロ点を補償するための補償信号と
して用いることができる。
の静圧または温度変化に起因するゼロ点変動に関連する
電圧Ｖ、が得られ、ゼロ点を補償するための補償信号と
して用いることができる。
なお、増幅器Ｑ５とその入出力端間に接続された抵抗Ｒ
５、増幅器Ｑ４の出力端と増幅器Ｑ５の出力端間に接続
された可変抵抗ＶＲ，、増幅器Ｑ４の反転入力端←）と
増幅器Ｑ５の反転入力端←）間に挿入された抵抗Ｒ６、
一端に電圧ｖ２が印加され増幅器Ｑ５の非反転入力端←
）が可変端子に接続された可変抵抗ＶＲ４とによりゼロ
点を補正するゼロ調回路が構成されている。可変抵抗Ｖ
Ｒ４を可変することによりゼロ調回路の出力の端子Ｔ６
にゼロ点を補正する固定電極が電圧Ｖ、に加算して得ら
れる。端子Ｔ６に得られた電圧は可変電圧ｖ０に加算さ
れゼロ点の補償電圧として機能する。
５、増幅器Ｑ４の出力端と増幅器Ｑ５の出力端間に接続
された可変抵抗ＶＲ，、増幅器Ｑ４の反転入力端←）と
増幅器Ｑ５の反転入力端←）間に挿入された抵抗Ｒ６、
一端に電圧ｖ２が印加され増幅器Ｑ５の非反転入力端←
）が可変端子に接続された可変抵抗ＶＲ４とによりゼロ
点を補正するゼロ調回路が構成されている。可変抵抗Ｖ
Ｒ４を可変することによりゼロ調回路の出力の端子Ｔ６
にゼロ点を補正する固定電極が電圧Ｖ、に加算して得ら
れる。端子Ｔ６に得られた電圧は可変電圧ｖ０に加算さ
れゼロ点の補償電圧として機能する。
また、第７図において端子Ｔ。はカウンタＣＴ、の出力
端に接続して出力信号Ｖ、を得たが、これに限られるこ
とはなく、同等の信号の得られるとこならどこでも良く
、例えば第１図のインバータＧ、。
端に接続して出力信号Ｖ、を得たが、これに限られるこ
とはなく、同等の信号の得られるとこならどこでも良く
、例えば第１図のインバータＧ、。
の出力端から得ても良い。
第９図はパルス幅をＴＩＫ＜Ｔ、ｅ の関係に選定し
た場合を示すゼロ補正回路２３を示す。第７図に示す実
施例ではスイッチＳＷ、、を単安定回路Ｑ、の出力のパ
ルス信号Ｐ、で制御したが、第９図に示す構成ではカウ
ンタＣＴ、の出力信号Ｖ、で制御し、スイッチＳＷ、、
の入力端に単安定回路Ｑ、の出力端が接続されパルス信
号Ｐ２が印加されている点が構成上異なっている。
た場合を示すゼロ補正回路２３を示す。第７図に示す実
施例ではスイッチＳＷ、、を単安定回路Ｑ、の出力のパ
ルス信号Ｐ、で制御したが、第９図に示す構成ではカウ
ンタＣＴ、の出力信号Ｖ、で制御し、スイッチＳＷ、、
の入力端に単安定回路Ｑ、の出力端が接続されパルス信
号Ｐ２が印加されている点が構成上異なっている。
第１０図は第９図に示す回路の各部の波形を示している
。第９図では出力信号ＶＱでスイッチＳＷ、。
。第９図では出力信号ＶＱでスイッチＳＷ、。
を開閉するので、ＴＩＫ とＴ、ｃの演算は第７図の場
合と逆になり電圧ｖ−ハ次の様になる。
合と逆になり電圧ｖ−ハ次の様になる。
誘電率−の変化幅が少ない場合には、１７ａも静圧と温
度に関して直線的に変化するので補償信号として用いる
ことができる。
度に関して直線的に変化するので補償信号として用いる
ことができる。
第１１図はパルス幅をＴＫ ＊ Ｔ、ｃの関係に選定し
た場合を示すゼロ補正回路２４を示す。第９図に示す実
施例ではスイッチＳＷ、、を用いたが、第１１図に示す
実施例ではスイッチＳＷ、、 を省略した点が構成上
異なっている。単安定回路Ｑ３の抵抗８Ｍ１靜電容量Ｃ
Ｍの値を選定してＴ／にキＴ、。としたパルス信号Ｐ５
を抵抗Ｒ４と静電容量Ｃ４に印加し増幅器Ｑ４の非反転
入力端←）に電圧Ｖ′−を得る。この場合の各部の波形
を第１２図に示す。この波形図から電圧鴎は となシ、センサ部での静圧または温度変化に起因するゼ
ロ点変動に関連する電圧Ｖ′−が得られ、ゼロ点を補償
するための補償信号として用いることができる。この場
合は、アナログ形のスイッチＳＷ、、 を省略するこ
とができるのでその効果は大きい。
た場合を示すゼロ補正回路２４を示す。第９図に示す実
施例ではスイッチＳＷ、、を用いたが、第１１図に示す
実施例ではスイッチＳＷ、、 を省略した点が構成上
異なっている。単安定回路Ｑ３の抵抗８Ｍ１靜電容量Ｃ
Ｍの値を選定してＴ／にキＴ、。としたパルス信号Ｐ５
を抵抗Ｒ４と静電容量Ｃ４に印加し増幅器Ｑ４の非反転
入力端←）に電圧Ｖ′−を得る。この場合の各部の波形
を第１２図に示す。この波形図から電圧鴎は となシ、センサ部での静圧または温度変化に起因するゼ
ロ点変動に関連する電圧Ｖ′−が得られ、ゼロ点を補償
するための補償信号として用いることができる。この場
合は、アナログ形のスイッチＳＷ、、 を省略するこ
とができるのでその効果は大きい。
第１３図は第７図、第９図および第１１図に示す単安定
回路Ｑ３のブロック中の具体的な構成を示す。Ｑ６はＤ
形の７リツプフロツプであり、ＣＴ２はｎビットのカウ
ンタ、Ｏ２０は発振器であシ発振周期は抵抗〜と静電容
量ＣＭで調節できる。端子Ｔ０に印加された出力信号Ｖ
、のパルスの立上シによシフリップ７０ツブＱ６の出力
端Ｑの電圧がデータ入力りに与えられた電圧Ｖに立上る
。同時に反転出力之が立下りカウンタＣＴ２がその入力
端Ｃに発振器ＯＳＣよシ印加された周波数をカウントし
一定数カウントする。カウント後その出力端Ｑｎの電位
が下シフリップフロップＱ６をリセット（埠する。これ
によシフリップフロップの出力端Ｑの電位が下Ｄ 一定
幅ＴＫのパルスとする。Ｃｙｔ 、 ＲＭを変えること
により発振周波数が変化するのでパルス幅を変更するこ
とかできる。
回路Ｑ３のブロック中の具体的な構成を示す。Ｑ６はＤ
形の７リツプフロツプであり、ＣＴ２はｎビットのカウ
ンタ、Ｏ２０は発振器であシ発振周期は抵抗〜と静電容
量ＣＭで調節できる。端子Ｔ０に印加された出力信号Ｖ
、のパルスの立上シによシフリップ７０ツブＱ６の出力
端Ｑの電圧がデータ入力りに与えられた電圧Ｖに立上る
。同時に反転出力之が立下りカウンタＣＴ２がその入力
端Ｃに発振器ＯＳＣよシ印加された周波数をカウントし
一定数カウントする。カウント後その出力端Ｑｎの電位
が下シフリップフロップＱ６をリセット（埠する。これ
によシフリップフロップの出力端Ｑの電位が下Ｄ 一定
幅ＴＫのパルスとする。Ｃｙｔ 、 ＲＭを変えること
により発振周波数が変化するのでパルス幅を変更するこ
とかできる。
第１４図杜ゼロ点の補正量が大きい場合の単安定回路Ｑ
アの構成を示す。
アの構成を示す。
静圧ゼロの補正用の電圧Ｖ、は、補正量が小さい場合に
は非直線性に関しては問題とならないが、補正量が大き
くなると差圧ΔＰに対して非直線性を示す。この様な場
合に第１４図に示す単安定回路Ｑ７が用いられる。第１
３図に示す回路に対して、発振器ＯＳＣの出力端と抵抗
〜との間に抵抗Ｒ７が挿入され、抵抗−とＲ７との接続
点に抵抗Ｒ８の一端が接続されその他端に可変電圧Ｖが
印加されている点が異なる。
は非直線性に関しては問題とならないが、補正量が大き
くなると差圧ΔＰに対して非直線性を示す。この様な場
合に第１４図に示す単安定回路Ｑ７が用いられる。第１
３図に示す回路に対して、発振器ＯＳＣの出力端と抵抗
〜との間に抵抗Ｒ７が挿入され、抵抗−とＲ７との接続
点に抵抗Ｒ８の一端が接続されその他端に可変電圧Ｖが
印加されている点が異なる。
この様な構成によシ、通常は抵抗ＲＭに一定の値で流れ
る電流を可変電圧ｖ０よシ抵抗Ｒ８を介して電流を加算
して流し、パルス幅ＴＫを可変電圧ｖ０に対応して可変
し非直線誤差を補正するものである。
る電流を可変電圧ｖ０よシ抵抗Ｒ８を介して電流を加算
して流し、パルス幅ＴＫを可変電圧ｖ０に対応して可変
し非直線誤差を補正するものである。
第１５図はセンサ部の温度または静圧によるスパンのず
れを補正するスパン補正回路２５を示す。
れを補正するスパン補正回路２５を示す。
スイッチＳＷ、２とＳＷ、ｓとが直列接続され共通電位
点に対して可変電圧Ｖが印加され、更にスイッチｓ ｗ
、 ２．とｓｗ、、との接続点はスイッチｓｗ、４の一
端に接続されている。スイッチＳ Ｗ、 ４の他端と増
幅器Ｑ８の非反転入力端←）との間には抵抗Ｒ９と静電
容量Ｃ３で構成されるフィルタが挿入されている。増幅
器Ｑ８の出力端と反転入力端←）との間には抵抗Ｒ１゜
が、増幅器Ｑ８の反転入力端←）と増幅器Ｑ４の出力端
との間には抵抗”１１がそれぞれ接続されている。増幅
器Ｑ、の非反転入力端（→には電圧ｖ２を可変抵抗ＶＲ
，で分圧し九電圧が印加され、その反転入力端←）と出
力端との間には抵抗”１２が接続されている。増幅器Ｑ
、の出力端は増幅器Ｑ、の反転入力端←）に抵抗Ｒ１ｓ
を介して接続されると共に増幅器Ｑ、の出力端との可変
抵抗ＶＲ６を介して接続されている。可変抵抗Ｖａ、の
中点より端子Ｔ、が引き出されている。一方、スイッチ
ＳＷ、、の入力端は端子Ｔ０と接続され、出力信号Ｖ、
が印加されている。
点に対して可変電圧Ｖが印加され、更にスイッチｓ ｗ
、 ２．とｓｗ、、との接続点はスイッチｓｗ、４の一
端に接続されている。スイッチＳ Ｗ、 ４の他端と増
幅器Ｑ８の非反転入力端←）との間には抵抗Ｒ９と静電
容量Ｃ３で構成されるフィルタが挿入されている。増幅
器Ｑ８の出力端と反転入力端←）との間には抵抗Ｒ１゜
が、増幅器Ｑ８の反転入力端←）と増幅器Ｑ４の出力端
との間には抵抗”１１がそれぞれ接続されている。増幅
器Ｑ、の非反転入力端（→には電圧ｖ２を可変抵抗ＶＲ
，で分圧し九電圧が印加され、その反転入力端←）と出
力端との間には抵抗”１２が接続されている。増幅器Ｑ
、の出力端は増幅器Ｑ、の反転入力端←）に抵抗Ｒ１ｓ
を介して接続されると共に増幅器Ｑ、の出力端との可変
抵抗ＶＲ６を介して接続されている。可変抵抗Ｖａ、の
中点より端子Ｔ、が引き出されている。一方、スイッチ
ＳＷ、、の入力端は端子Ｔ０と接続され、出力信号Ｖ、
が印加されている。
スイッチ８Ｗ、４＊ ８Ｗ１．は単安定回路Ｑ、を介し
て制御される。単安定回路Ｑ、の抵抗〜、静電容量ＣＭ
により出力信号Ｖ、のパルス幅Ｔ、ｏよシ幅の広いパル
ス幅ＴＫになるようにパルス信号Ｐ、が選定されている
（Ｔ’、ｃ＜’ｒＫ）ｅスイッチｓｗ、２は出力信号ｖ
ＱによりスイッチＳＷ、ｓは端子Ｔ、／に与えられる出
力信号Ｖ、を反転した信号により制御される。
て制御される。単安定回路Ｑ、の抵抗〜、静電容量ＣＭ
により出力信号Ｖ、のパルス幅Ｔ、ｏよシ幅の広いパル
ス幅ＴＫになるようにパルス信号Ｐ、が選定されている
（Ｔ’、ｃ＜’ｒＫ）ｅスイッチｓｗ、２は出力信号ｖ
ＱによりスイッチＳＷ、ｓは端子Ｔ、／に与えられる出
力信号Ｖ、を反転した信号により制御される。
以上の構成に対して第１６図に示す波形図を用いその動
作を説明する。
作を説明する。
スイッチＳＷ、２を出力信号ｖＱ（第１６図（ａ））で
、スイッチＳＷ、、を出力信号Ｖ、を反転した反転信号
マ。（第１６図（Ｃ））で制御すると両スイッチの接続
点に波高値がＶでパルス幅がセンナ部の封液の誘電率に
比例したパルス信号Ｐ４が得られる。これを単安定回路
Ｑ６の出力のパルス信号（第１６図（ｂ））で制御する
と、増幅器Ｑ８の非反転入力端←）には差圧ΔＰと誘電
率６に関連した電圧ｖｓ、が次に示す様に得られる。
、スイッチＳＷ、、を出力信号Ｖ、を反転した反転信号
マ。（第１６図（Ｃ））で制御すると両スイッチの接続
点に波高値がＶでパルス幅がセンナ部の封液の誘電率に
比例したパルス信号Ｐ４が得られる。これを単安定回路
Ｑ６の出力のパルス信号（第１６図（ｂ））で制御する
と、増幅器Ｑ８の非反転入力端←）には差圧ΔＰと誘電
率６に関連した電圧ｖｓ、が次に示す様に得られる。
７ ＝二Ｖ （３４８ｇ
ＴＫＯ ここで■、ｆ１４式を用いて ＡＩ １ ｖ、、 ＝ ｒ・２ （１−にΔｐ）ｖ。
ＴＫＯ ここで■、ｆ１４式を用いて ＡＩ １ ｖ、、 ＝ ｒ・２ （１−にΔｐ）ｖ。
＝ 、 −ｋＶ、 、、ΔＰ （至）２ＴＫ
！ ２ＴＫ となる。一方、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）での電圧
Ｖ、はＣＱ式で示される。
！ ２ＴＫ となる。一方、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）での電圧
Ｖ、はＣＱ式で示される。
そこで、電圧ｖ１とＶ、は増幅器Ｑ８で次式で示す演算
全実行するとその出力端には誘電率εと差圧ΔＰに比例
した電圧Ｖ。８が得られる。
全実行するとその出力端には誘電率εと差圧ΔＰに比例
した電圧Ｖ。８が得られる。
ｖＯ，＝ ２ ｖ、、 −ｖ。
＝−一」−・１ ・ΔＰ
（至）Ｋ なお、可変抵抗ｖＲ３はゼロ点の補正信号を印加するも
のであり、可変抵抗ＶＲ６によシス／くン誤差の補正に
用いる。
（至）Ｋ なお、可変抵抗ｖＲ３はゼロ点の補正信号を印加するも
のであり、可変抵抗ＶＲ６によシス／くン誤差の補正に
用いる。
第１７図はパルス幅をＴＫ′〈Ｔ、ｃ の関係に選定
した場合を示すスパン補正回路２６を示す。第１５図に
示す実施例ではスイッチｓｗ、４．ｓｗ、、 を単安
定回路Ｑ３の出力のパルス信号Ｐ、で制御したが、第１
７図に示す実施例ではカウンタＣＴ、の出力信号Ｖ、で
制御し、更にスイッチｓｗ、２．ｓｗ、、を単安定回路
Ｑ、のパルス信号Ｐ２とその反転パルス下、で制御する
ようにした点が異なっている。
した場合を示すスパン補正回路２６を示す。第１５図に
示す実施例ではスイッチｓｗ、４．ｓｗ、、 を単安
定回路Ｑ３の出力のパルス信号Ｐ、で制御したが、第１
７図に示す実施例ではカウンタＣＴ、の出力信号Ｖ、で
制御し、更にスイッチｓｗ、２．ｓｗ、、を単安定回路
Ｑ、のパルス信号Ｐ２とその反転パルス下、で制御する
ようにした点が異なっている。
第１８図は第１７図に示す回路の各部の波形を示してい
る。Ｗ、１８図では出力信号Ｖ、でスイッチｓｗ、４．
ｓｗ、、を開閉するのでＴＫ′とＴ、ｃの演算は第１７
図の場合と逆になり、スイッチＳＷ、２とＳＷ、 、の
接続点のパルス信号Ｐ５を平滑した電圧ｙｔ、は次の様
になる。
る。Ｗ、１８図では出力信号Ｖ、でスイッチｓｗ、４．
ｓｗ、、を開閉するのでＴＫ′とＴ、ｃの演算は第１７
図の場合と逆になり、スイッチＳＷ、２とＳＷ、 、の
接続点のパルス信号Ｐ５を平滑した電圧ｙｔ、は次の様
になる。
ここで、（至）、一式を用いて
となる。一方、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）の電圧Ｖ
−はに）式で与えられるので、これを用いて増幅器Ｑ８
で下記の演算を実行すると、その出力端には誘電率口と
差圧ΔＰＫ関連した電圧札、が得られる。
−はに）式で与えられるので、これを用いて増幅器Ｑ８
で下記の演算を実行すると、その出力端には誘電率口と
差圧ΔＰＫ関連した電圧札、が得られる。
ｖ’＝２ｖ二、 −ｖ二
〇！Ｉ
誘電率−の変化幅が少ない場合には１／ａも温度静圧に
関し、直線的に変化するのでスパンの補償信号として用
いることができる。
関し、直線的に変化するのでスパンの補償信号として用
いることができる。
第１９図はパルス幅をＴＫ／／ ＊ ７．ｅの関係に選
定した場合を示すスパン補正回路２７を示す。第１７図
に示す実施例ではスイッチＳＷ１４ ｍ ”−１，を用
いたが第１９図に示す実施例ではスイッチＳＷ、４゜Ｓ
Ｗ、 、 を省略し要点が構成止具なっている。単安
定回路Ｑ、の抵抗〜、静電容量ＣＭの値を選定してＴ″
に＝Ｔ、ｃ にしたパルス信号Ｐ３で可変電圧ｖ０を
制御したパルス信号Ｐ６を抵抗Ｒ９と静電容量Ｃ３に印
加し増幅器Ｑ、の非反転入力端←）Ｋ電圧Ｖ；、を得る
。
定した場合を示すスパン補正回路２７を示す。第１７図
に示す実施例ではスイッチＳＷ１４ ｍ ”−１，を用
いたが第１９図に示す実施例ではスイッチＳＷ、４゜Ｓ
Ｗ、 、 を省略し要点が構成止具なっている。単安
定回路Ｑ、の抵抗〜、静電容量ＣＭの値を選定してＴ″
に＝Ｔ、ｃ にしたパルス信号Ｐ３で可変電圧ｖ０を
制御したパルス信号Ｐ６を抵抗Ｒ９と静電容量Ｃ３に印
加し増幅器Ｑ、の非反転入力端←）Ｋ電圧Ｖ；、を得る
。
この場合の各部の波形を第２０図に示す。この波形図か
ら電圧ｑＨ，は、 となシ、（２）、（２）式を用いて Ｖ“＝７．／／・工（１−にΔｐ）ｖｚ” ２Ａ＃
２ ＴＫ” Ｖ ｋ％” Ｖ ΔＰ ａ４Ａ＃
４）、 ａ となる。一方、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）の電圧Ｖ
″、は（至）式で与えられるので、これを用いて増幅器
Ｑ８で下記の演算を実行すると、その出力端には誘電率
１と差圧ΔＰに関連した電圧Ｖ＃）、が得られる。
ら電圧ｑＨ，は、 となシ、（２）、（２）式を用いて Ｖ“＝７．／／・工（１−にΔｐ）ｖｚ” ２Ａ＃
２ ＴＫ” Ｖ ｋ％” Ｖ ΔＰ ａ４Ａ＃
４）、 ａ となる。一方、増幅器Ｑ４の非反転入力端←）の電圧Ｖ
″、は（至）式で与えられるので、これを用いて増幅器
Ｑ８で下記の演算を実行すると、その出力端には誘電率
１と差圧ΔＰに関連した電圧Ｖ＃）、が得られる。
ｙ／／ ＝＝ ２７７％、 −ｖ％
ａ
＝ｋＴＫ＃ｖｚ、！
２Ａ −に）
これは一式と同様な結果であるが、スイッチｓｗ、４．
ｓｗ、、が省略できる効果がある。
ｓｗ、、が省略できる効果がある。
第２１図、第２２図はそれぞれ第１５図、第１７図に対
応する回路で式（至）、（２）で示す定数項を消去する
演算を省略したスパン補正回路２８．２９を示している
。それぞれスイッチＳＷ、、の他端および可変抵抗ＶＲ
，の一端が電源電圧ｖ７の棒である中間電位点に接続さ
れ、更に可変抵抗ＶＲ，の他端に可変電圧ｖ０が印加さ
れている点が異なっている。
応する回路で式（至）、（２）で示す定数項を消去する
演算を省略したスパン補正回路２８．２９を示している
。それぞれスイッチＳＷ、、の他端および可変抵抗ＶＲ
，の一端が電源電圧ｖ７の棒である中間電位点に接続さ
れ、更に可変抵抗ＶＲ，の他端に可変電圧ｖ０が印加さ
れている点が異なっている。
なお、第１９図に示すパルス信号Ｐｓを用いる構成とす
れば第２２図においてスイッチＳ Ｗ、 ４を省略する
こともできる。
れば第２２図においてスイッチＳ Ｗ、 ４を省略する
こともできる。
第２３図は変換部内の温度変化に起因するゼロ、スパン
の変化を補償するための温度補償回路を示す。
の変化を補償するための温度補償回路を示す。
容量式変位変換器のうちセンナ部で生ずる。ゼロ、スパ
ンの変動を補償する回路については既述したが、このほ
かに変換部の電気回路の周囲温度等が変化してゼロ点、
スパンが変化する場合がある。
ンの変動を補償する回路については既述したが、このほ
かに変換部の電気回路の周囲温度等が変化してゼロ点、
スパンが変化する場合がある。
第２３図に示す実施例はこの様な場合の温度補償信号を
発生する温度補償し路３０である。ＴＨは感温素子であ
ゃ、例えばダイオード、サーミスタあるいは温度係数の
大きい抵抗などいずれで構成しても良く、変換部の中に
配置される。感温素子ＴＨ１抵抗”１４、可変抵抗ＶＲ
，、抵抗Ｒ１５の直列回路の両端に電源電圧Ｖ、が印加
されている。
発生する温度補償し路３０である。ＴＨは感温素子であ
ゃ、例えばダイオード、サーミスタあるいは温度係数の
大きい抵抗などいずれで構成しても良く、変換部の中に
配置される。感温素子ＴＨ１抵抗”１４、可変抵抗ＶＲ
，、抵抗Ｒ１５の直列回路の両端に電源電圧Ｖ、が印加
されている。
増幅器Ｑ、。はボルテージフォロワーを構成し、その非
反転入力端←）には可変抵抗ＶＲ７の中点の電圧が印加
され、その出力端に可変抵抗の中点の電圧が得られる。
反転入力端←）には可変抵抗ＶＲ７の中点の電圧が印加
され、その出力端に可変抵抗の中点の電圧が得られる。
増幅器Ｑ１１の非反転入力ｉ（ト）は中間電位点に接続
され、その反転入力端←）は増幅器Ｑ、。の出力端と抵
抗”１６で接続されると共に増幅器ｑ１．の出力端と抵
抗Ｒ１，を介して接続され、増幅器Ｑ１．の出力端に増
幅器Ｑ、。の出力端の電圧を反転した電圧を得ている。
され、その反転入力端←）は増幅器Ｑ、。の出力端と抵
抗”１６で接続されると共に増幅器ｑ１．の出力端と抵
抗Ｒ１，を介して接続され、増幅器Ｑ１．の出力端に増
幅器Ｑ、。の出力端の電圧を反転した電圧を得ている。
増幅器Ｑ、。、Ｑｌ、の各出力端の間には可変抵抗ＶＲ
，、ＶＲ，が接続され、各可変抵抗ＶＲ，、ＶＢ、の中
点からは各々温度ゼロ信号ｖＴ７、温度スパン信号ｖＴ
、を得る。可変抵抗ＶＲ，、ＶＢ、の各中央では各々電
圧はゼロになる様に各定数は選定され、正負の調整が可
能になるよう構成されている。温度ゼロ信号ｖＴｚは可
変電圧ｖｏＫ含まれるように加算され、温度スパン信号
ｖＴｓは電源電圧ｖ２を補正する様に加算されて、それ
ぞれゼロ点およびスパンを補正する。
，、ＶＲ，が接続され、各可変抵抗ＶＲ，、ＶＢ、の中
点からは各々温度ゼロ信号ｖＴ７、温度スパン信号ｖＴ
、を得る。可変抵抗ＶＲ，、ＶＢ、の各中央では各々電
圧はゼロになる様に各定数は選定され、正負の調整が可
能になるよう構成されている。温度ゼロ信号ｖＴｚは可
変電圧ｖｏＫ含まれるように加算され、温度スパン信号
ｖＴｓは電源電圧ｖ２を補正する様に加算されて、それ
ぞれゼロ点およびスパンを補正する。
第２４図は第２３図に示す温度補償回路３ｏの温度スパ
ン信号ｖＴ、を電源電圧ｖ２を補正する様に印加するに
際し、低インピーダンス化して印加する様にした温度補
償回路３１ｔ−示している。
ン信号ｖＴ、を電源電圧ｖ２を補正する様に印加するに
際し、低インピーダンス化して印加する様にした温度補
償回路３１ｔ−示している。
増幅器９１２の非反転入力端←）は中間電位点に反転入
力端←）は抵抗Ｒ７，を介して共通電位点Ｃ０ＭＩＣ接
続されると共にその出力端に抵抗”１ａを介して接続さ
れている。温度スパン信号ｖＴ、は抵抗Ｒ１゜を介して
増幅器’ｈ２の反転入力端（へ）に印加され、その出力
端にインピーダンス変換された温度スパン信号ｙ４．を
得ている。
力端←）は抵抗Ｒ７，を介して共通電位点Ｃ０ＭＩＣ接
続されると共にその出力端に抵抗”１ａを介して接続さ
れている。温度スパン信号ｖＴ、は抵抗Ｒ１゜を介して
増幅器’ｈ２の反転入力端（へ）に印加され、その出力
端にインピーダンス変換された温度スパン信号ｙ４．を
得ている。
第２５図は容量式変位変換器を二線式として構成したと
きの全体の回路図である。
きの全体の回路図である。
電源Ｅ、は負荷りを介して二線式の伝送路１．．１２に
接続されている。伝送路ｔ、＊ Ｚ２の他端の端子Ｔ８
゜Ｔ、にはダイオードＤ１、ツェナダイオードＤ２、帰
還抵抗Ｒ２が直列に接続されている。ダイオードＤ、の
カンードと共通電位点ＣＯＭとの間には定電流回路ＣＣ
とツェナダイオードＤｚが直列に接続されツェナダイオ
ードＤ２の両端には回路の電源電圧ｖ２を作っている。
接続されている。伝送路ｔ、＊ Ｚ２の他端の端子Ｔ８
゜Ｔ、にはダイオードＤ１、ツェナダイオードＤ２、帰
還抵抗Ｒ２が直列に接続されている。ダイオードＤ、の
カンードと共通電位点ＣＯＭとの間には定電流回路ＣＣ
とツェナダイオードＤｚが直列に接続されツェナダイオ
ードＤ２の両端には回路の電源電圧ｖ２を作っている。
電源電圧ｖ２はさらに抵抗８２Ｇと静電容ｔｃ６で構成
されたフィルタに印加され電源電圧Ｖ とされる。
されたフィルタに印加され電源電圧Ｖ とされる。
ｅ
カウンタＣＴ、の出力信号Ｖ、は抵抗Ｒ１を介して積分
器Ｑ、の反転入力端←）Ｋ印加されている。一方、その
非反転入力端←）は中間電位点に接続されている。中間
電位点は電源電圧Ｖ、を抵抗Ｒ２，とＲ２２で分圧した
電圧をボルテージフォロワーとして構成された増幅器９
１Ｍの出力端に得られる。
器Ｑ、の反転入力端←）Ｋ印加されている。一方、その
非反転入力端←）は中間電位点に接続されている。中間
電位点は電源電圧Ｖ、を抵抗Ｒ２，とＲ２２で分圧した
電圧をボルテージフォロワーとして構成された増幅器９
１Ｍの出力端に得られる。
積分器Ｑ、で平滑された電圧は二線式の伝送路ｔ、。
ｔ２の電流を制御するトランジスタＱ１４のペースに印
加される。トランジスタＱ１４のコレクタはダイオード
Ｄ、と定電流回路ＣＣとの接続点に接続され、そのエミ
ッタはトランジスタｑｔ４の温度補償をするダイオード
Ｄ３、抵抗Ｒ２５を介して共通電位点ＣＯＭに接続され
ている。
加される。トランジスタＱ１４のコレクタはダイオード
Ｄ、と定電流回路ＣＣとの接続点に接続され、そのエミ
ッタはトランジスタｑｔ４の温度補償をするダイオード
Ｄ３、抵抗Ｒ２５を介して共通電位点ＣＯＭに接続され
ている。
負荷りに流れる負荷電流ＸＬによって帰還抵抗Ｒｔに発
生した帰還電圧Ｖ、Ｉａ、変換器全体のゼロ・スノくン
を調節するゼロ・スパン回路３２に印加される。
生した帰還電圧Ｖ、Ｉａ、変換器全体のゼロ・スノくン
を調節するゼロ・スパン回路３２に印加される。
帰還電圧Ｖ、と電源電圧ｖ２の和の電圧を抵抗”２４と
Ｒ２５で分圧した電圧はボルテージフォロワーとして構
成し要項幅器Ｑｌｌｉの非反転入力端←）に印加される
。増幅器Ｑ１５の出力端の電圧は反転増幅器Ｑｌｄの入
力端に印加される。反転増幅器Ｑ１６の入出力端間に接
続された可変抵抗ＶＢ、。によシ変換器全体のスパンを
調節する。
Ｒ２５で分圧した電圧はボルテージフォロワーとして構
成し要項幅器Ｑｌｌｉの非反転入力端←）に印加される
。増幅器Ｑ１５の出力端の電圧は反転増幅器Ｑｌｄの入
力端に印加される。反転増幅器Ｑ１６の入出力端間に接
続された可変抵抗ＶＢ、。によシ変換器全体のスパンを
調節する。
一方、電源電圧Ｖ と共通電位点ＣＯＭとの間にＣ
接続された可変抵抗ＶＢ１．の中点よシミ源電圧ｖｚｃ
を分圧した電圧をボルテージフォロワーＱ、アを介して
反転増幅器Ｑｔａに印加する。可変抵抗ＶＲ，，は回路
全体のゼロ点を調節するためのゼロ調整用であり、反転
増幅器Ｑ１８は温度補償回路３０の温度スパン信号ｖＴ
ｓによる電源電圧ｖ！ｃの変動を逆補正し温度ゼロ信号
ｖＴｚとの二重補償を避けるためのものである。
を分圧した電圧をボルテージフォロワーＱ、アを介して
反転増幅器Ｑｔａに印加する。可変抵抗ＶＲ，，は回路
全体のゼロ点を調節するためのゼロ調整用であり、反転
増幅器Ｑ１８は温度補償回路３０の温度スパン信号ｖＴ
ｓによる電源電圧ｖ！ｃの変動を逆補正し温度ゼロ信号
ｖＴｚとの二重補償を避けるためのものである。
反転増幅器Ｑ１６１ Ｑ１８の各出力はそれぞれ抵抗Ｒ
２６＠ Ｒ２７を介して増幅器Ｑ１？により加算され可
変電圧Ｖとしてセシサ部に帰還される。
２６＠ Ｒ２７を介して増幅器Ｑ１？により加算され可
変電圧Ｖとしてセシサ部に帰還される。
温度補償回路３０の温度スパン信号ｖＴ、は抵抗Ｒ１ｐ
’？介して電源電圧ｖｍ６にスパン補償電圧として加算
され、温度ゼロ信号ｖＴｚは抵抗Ｒ２８を介して増幅器
Ｑ１？に加算されゼロ補償がなされる。
’？介して電源電圧ｖｍ６にスパン補償電圧として加算
され、温度ゼロ信号ｖＴｚは抵抗Ｒ２８を介して増幅器
Ｑ１？に加算されゼロ補償がなされる。
センサ部の温［または静圧によるゼロ点のずれを補正す
るゼロ補正回路２２は端子Ｔ０よシカウンタＣＴ、の出
力信号Ｖ、を端子Ｔ０よ多入力し、端子Ｔ６よシ抵抗”
２？を介して増幅器Ｑ１．へ加算出力する。
るゼロ補正回路２２は端子Ｔ０よシカウンタＣＴ、の出
力信号Ｖ、を端子Ｔ０よ多入力し、端子Ｔ６よシ抵抗”
２？を介して増幅器Ｑ１．へ加算出力する。
尚、端子Ｔ、、 Ｔ、間には静電容量Ｃ，，Ｃ，の直列
回路が接続され静電容量Ｃ２とＣ８の接続点が接地され
ている。この構成によシ伝送路１．．１２に混入されて
来る高調波雑音を除去する。
回路が接続され静電容量Ｃ２とＣ８の接続点が接地され
ている。この構成によシ伝送路１．．１２に混入されて
来る高調波雑音を除去する。
以上の構成において、カウンタＣＴ、の出力信号■、は
積分器Ｑ、の入力端に印加されその出力端の電圧でトラ
ンジスタＱ、４を流れる電流を制御し、負荷電流ＩＬを
規制する。負荷電流ＩＬによって帰還抵抗Ｒに発生した
帰還電圧Ｖｔハゼ口・スパン回路３２に入力されて差圧
ΔＰスパンに対応するスパンの負荷電流ＩＬになる様に
調節され、増幅器Ｑ１．より可変電圧ｖ０としてセンナ
部に帰還される。この帰還により静電容量Ｃ這ＣＬのい
ずれの側にカウンタＣＴ、により切替えられても積分器
Ｑ、の反転入力端←）の電圧が中間電位点（Ｖ、／２）
になるように制御され平衡する。平衡状態では差圧ΔＰ
に対応する負荷電流ＩＬとなっている。
積分器Ｑ、の入力端に印加されその出力端の電圧でトラ
ンジスタＱ、４を流れる電流を制御し、負荷電流ＩＬを
規制する。負荷電流ＩＬによって帰還抵抗Ｒに発生した
帰還電圧Ｖｔハゼ口・スパン回路３２に入力されて差圧
ΔＰスパンに対応するスパンの負荷電流ＩＬになる様に
調節され、増幅器Ｑ１．より可変電圧ｖ０としてセンナ
部に帰還される。この帰還により静電容量Ｃ這ＣＬのい
ずれの側にカウンタＣＴ、により切替えられても積分器
Ｑ、の反転入力端←）の電圧が中間電位点（Ｖ、／２）
になるように制御され平衡する。平衡状態では差圧ΔＰ
に対応する負荷電流ＩＬとなっている。
変換器内の温度変化に起因するゼロ変動に対しては感温
素子Ｔｎで検知された温度ゼロ信号ｖＴｚを可変抵抗Ｖ
Ｒ，で、スパン変動に対しては温度スパン信号ｖＴＩＩ
を可変抵抗ＶＲ，でそれぞれ調整して補償する。
素子Ｔｎで検知された温度ゼロ信号ｖＴｚを可変抵抗Ｖ
Ｒ，で、スパン変動に対しては温度スパン信号ｖＴＩＩ
を可変抵抗ＶＲ，でそれぞれ調整して補償する。
センサ部の温度ま九は静圧によるゼロ点のずれは可変抵
抗ｖＲ３で調整して補償する。
抗ｖＲ３で調整して補償する。
次に第２５図に示す回路の静圧ゼロ、温度ゼロ・スパン
の調整手順について説明する。
の調整手順について説明する。
第１ステツプとして、先ず基準源［（室温）で温度補償
回路３０の増−器Ｑ、。の出力端に得られる温度信号ｖ
Ｔの電圧が０ボルトになる様に可変抵抗ＶＲ，を調整す
る。
回路３０の増−器Ｑ、。の出力端に得られる温度信号ｖ
Ｔの電圧が０ボルトになる様に可変抵抗ＶＲ，を調整す
る。
次に、第２ステツプとして基準温度における静圧Ｐｓが
ゼロの状態で差圧ΔＰを与えて可変抵抗ＶＢ、、で負荷
電流！１が０％になる様に１４整し、この後さらに可変
抵抗ＶＢ、。で負荷電流！、が１００％になる様に調整
する。
ゼロの状態で差圧ΔＰを与えて可変抵抗ＶＢ、、で負荷
電流！１が０％になる様に１４整し、この後さらに可変
抵抗ＶＢ、。で負荷電流！、が１００％になる様に調整
する。
第３ステツプとして基準源ＵＫおける差圧ΔＰがローの
状態で、静圧Ｐ８をダイヤフラムに加えて可変抵抗ｖＲ
ｓで負荷電施工、が０チになる様に調整する。これＫよ
シ、センナ部のゼロ点が補償される。
状態で、静圧Ｐ８をダイヤフラムに加えて可変抵抗ｖＲ
ｓで負荷電施工、が０チになる様に調整する。これＫよ
シ、センナ部のゼロ点が補償される。
最後の第４ステツプとして高温または低温の温度変化を
与え、静圧Ｐ８がゼロの状態で差圧ΔＰをダイヤフラム
に印加して可変抵抗ＶＲ６で負荷電４流工りが０チにな
る様に１１４ＪＩＥＬ、更に可変抵抗ＶＲ，で負荷電流
ＩＬが１００チになる様に調整する。
与え、静圧Ｐ８がゼロの状態で差圧ΔＰをダイヤフラム
に印加して可変抵抗ＶＲ６で負荷電４流工りが０チにな
る様に１１４ＪＩＥＬ、更に可変抵抗ＶＲ，で負荷電流
ＩＬが１００チになる様に調整する。
以上のステップ１から４の順序で調整が完了する。この
調整は１回行なうだけで終了できるので短かい調整時間
で静圧および温度の影響を受けない高精度の変位変換器
が実現できる。
調整は１回行なうだけで終了できるので短かい調整時間
で静圧および温度の影響を受けない高精度の変位変換器
が実現できる。
第２６図はゼロ・スパン回路の他の°実施例を示す回路
図である。ゼロ・スパン回路３３はゼロ・スパン回路３
２の構成に対してスパン調整の構成を変えたもので、抵
抗Ｒ２４と”２Ｂの接続点からボルテージ７オロワー９
２゜でその電圧を引き出し、その出力端と中間電位点と
の関に挿入された可変抵抗ＶＢ、、によシスパンを調節
する様にしたものである。可変抵抗ＶＢ、２の中点の電
圧は増幅器Ｑ２．の非反転入力端←）に印加され増幅器
Ｑ２１を介して可変電圧ｖ０として出力される。この場
合はゼロ・スパン回路３２と異なシ１以下の増幅度は得
られない。
図である。ゼロ・スパン回路３３はゼロ・スパン回路３
２の構成に対してスパン調整の構成を変えたもので、抵
抗Ｒ２４と”２Ｂの接続点からボルテージ７オロワー９
２゜でその電圧を引き出し、その出力端と中間電位点と
の関に挿入された可変抵抗ＶＢ、、によシスパンを調節
する様にしたものである。可変抵抗ＶＢ、２の中点の電
圧は増幅器Ｑ２．の非反転入力端←）に印加され増幅器
Ｑ２１を介して可変電圧ｖ０として出力される。この場
合はゼロ・スパン回路３２と異なシ１以下の増幅度は得
られない。
第２７図はゼロ・スパン回路の更に他の実施例である。
この場合のゼロ・スパン回路３４は第２５図に示すゼロ
・スパン回路３２に対して、増幅器’Ｉｔｓによる中間
電位点の電位をｖｚｃ／２に、カウンタＣＴ、の電源電
圧をｖ２（、にそれぞれ選定したときに使用される。こ
の場合は、ゼロ・スパン回路３２゜３３と異なシ、スパ
ン変更用の可変抵抗ＶＲ，，の一端に電源電圧ｖｚを抵
抗ＲｇｏとＲ５，で分圧した電圧をポルチーシフ；ロワ
ーＱ２□を介して印加している。
・スパン回路３２に対して、増幅器’Ｉｔｓによる中間
電位点の電位をｖｚｃ／２に、カウンタＣＴ、の電源電
圧をｖ２（、にそれぞれ選定したときに使用される。こ
の場合は、ゼロ・スパン回路３２゜３３と異なシ、スパ
ン変更用の可変抵抗ＶＲ，，の一端に電源電圧ｖｚを抵
抗ＲｇｏとＲ５，で分圧した電圧をポルチーシフ；ロワ
ーＱ２□を介して印加している。
〈発明の効果〉
以上、実施例とともに具体的に説明し念ように本発明に
よれば、従来の如く定値電流制限回路の如き複雑な回路
を用いることなく放電回路を構成して固定容量と分布容
量等を除去し更に差圧信号の中に′！１まれる情報を利
用して温度または静圧の変動によるゼロ点あるいはスパ
ンを補償することができ、精度の高い容量式変位変換器
が実現できる。
よれば、従来の如く定値電流制限回路の如き複雑な回路
を用いることなく放電回路を構成して固定容量と分布容
量等を除去し更に差圧信号の中に′！１まれる情報を利
用して温度または静圧の変動によるゼロ点あるいはスパ
ンを補償することができ、精度の高い容量式変位変換器
が実現できる。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第３図は第１
図に示すスイッチの各切換状態における等価回路、第４
図は補償容量を付加したときの第１図に示すスイッチの
各切換状態における等価回路、第５図は正負に亘る非直
線性をも補正できる固定容量補正回路を示す回路図、第
６図は非直線性の補正をアナログ回路のみで実現する固
定容量補正回路を示す回路図、第７図はセンナ部の温度
または静圧によるゼロ点のずれを補正するゼロ補正回路
を示す回路図、第８図は第７図に示す回路の各部の波形
を示゛す波形図、第９図はパルス幅をＴ′Ｋ＜Ｔ、ｃ
の関係に選定した場合のゼロ補正回路を示す回路図、
第１０図は第９図に示す回路の各部の波形を示す波形図
、＃！１１図はパルス幅をＴ／にΦＴ、ｃ の関係に
選定した場合のゼロ補正回路を示す回路図、第１２図は
第１１図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第１３
図は８７図、第９図および第１１図に示す単安定回路の
詳細を示す回路図、第１４図はゼロ点の補正量が大きい
場合に用いる単安定回路の構成を示す回路図、第１５図
はセンナ部の温度または静圧によるスパンのずれを補正
するスパン補正回路の構成を示す回路図、第１６図は第
１５図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第１７図
はパルス幅をＴ′Ｋ＜Ｔ、ｅの関係に選定した場合のス
パン補正回路の構成を示す回路図、第１８図は第１７図
に示す回路の各部の波形を示す波形図、第１９図はパル
ス幅をＴ″に＊Ｔ、ｃ の関係に選定した場合のスパ
ン補正回路の構成を示す回路図、第２０図は第１９図に
示す回路の各部の波形を示す波形図、第２１図に第１５
図に示す回路で定数項を消去する演算を省略したスパン
補正回路の構成を示す回路図、第２２図は第１７図に示
す回路で定数項を消去する演算を省略したスパン補正回
路の構成を示す回路図、第２３図は変換部内の温度変化
に起因するゼロ・スパンの変化を補償する温度補償回路
の構成を示す回路図、第２４図は第２５図に示す温度補
償回路の変形実施例を示す回路図、第２５図は本発明を
二線式の伝送回路で構成した全体の回路図、第２６図に
ゼロ・スパン回路の他の実施例を示す回路図、第２７図
はゼロ・スパン回路の更に他の実施例を示す回路図、第
２８図は従来の容量式変位変換装置のセンナ部の構成を
示す断面図、第２９図は第２８図に示すセンサ部を電気
的に見た等価回路、第６０図は第２８図に示すセンサ部
と組合せ九変位変換部を示す回路図、第３１図は第３０
図に示す各部の波形を示す波形図である。 １１．１２・・・ダイヤフラム、１６・・・移動電極、
１７．１８・・・固定電極、１９・・・ロッド、２０．
２１・・・固定容量補正回路、２２〜２４・・・ゼロ補
正回路、２５〜２９・・・スパン補正回路、３０．３１
・・・温度補償回路、３２〜３４・・・ゼロ・スパン回
路、Ｃ１゜Ｃ２・・・靜電容童、ＣＦ・・・固定容量、
Ｃ３・・・分布容量、Ｃ５・・・補償容量、ＣＣ・・・
定電流回路、ｖｚ”ｚｃ・・・電源電圧、ＣＴ、・・
・カラ／り、ＴＨ・・・感温素子、’ＩＴ。 ・・・温度ゼロ信号、ｖＴｌ・・・温度スパン信号、ｖ
Ｑ・・・出力信号、ｖｏ・・・可変電圧。 ＣＯＭ ＣＯＭ Ｃ；ＵＭ ＣＯＭ にＯＭ 図 ■ ＣＯＭ Ｃ；Ｏｌ’ｌ／ｌ Ｕ（ＪＭ第６図 Ｍ７図 ｎ 篤９図 Ｔｎ Ｍ２Ｏ図 第１１図 第１２囚 賢 笛１３図 （ｂ）Ｐ。 箪１４図 Ｍ２Ｏ図 第２２囚 第２６図 しり門 第２８図 ］Ｕ Ｍ２９図
図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第３図は第１
図に示すスイッチの各切換状態における等価回路、第４
図は補償容量を付加したときの第１図に示すスイッチの
各切換状態における等価回路、第５図は正負に亘る非直
線性をも補正できる固定容量補正回路を示す回路図、第
６図は非直線性の補正をアナログ回路のみで実現する固
定容量補正回路を示す回路図、第７図はセンナ部の温度
または静圧によるゼロ点のずれを補正するゼロ補正回路
を示す回路図、第８図は第７図に示す回路の各部の波形
を示゛す波形図、第９図はパルス幅をＴ′Ｋ＜Ｔ、ｃ
の関係に選定した場合のゼロ補正回路を示す回路図、
第１０図は第９図に示す回路の各部の波形を示す波形図
、＃！１１図はパルス幅をＴ／にΦＴ、ｃ の関係に
選定した場合のゼロ補正回路を示す回路図、第１２図は
第１１図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第１３
図は８７図、第９図および第１１図に示す単安定回路の
詳細を示す回路図、第１４図はゼロ点の補正量が大きい
場合に用いる単安定回路の構成を示す回路図、第１５図
はセンナ部の温度または静圧によるスパンのずれを補正
するスパン補正回路の構成を示す回路図、第１６図は第
１５図に示す回路の各部の波形を示す波形図、第１７図
はパルス幅をＴ′Ｋ＜Ｔ、ｅの関係に選定した場合のス
パン補正回路の構成を示す回路図、第１８図は第１７図
に示す回路の各部の波形を示す波形図、第１９図はパル
ス幅をＴ″に＊Ｔ、ｃ の関係に選定した場合のスパ
ン補正回路の構成を示す回路図、第２０図は第１９図に
示す回路の各部の波形を示す波形図、第２１図に第１５
図に示す回路で定数項を消去する演算を省略したスパン
補正回路の構成を示す回路図、第２２図は第１７図に示
す回路で定数項を消去する演算を省略したスパン補正回
路の構成を示す回路図、第２３図は変換部内の温度変化
に起因するゼロ・スパンの変化を補償する温度補償回路
の構成を示す回路図、第２４図は第２５図に示す温度補
償回路の変形実施例を示す回路図、第２５図は本発明を
二線式の伝送回路で構成した全体の回路図、第２６図に
ゼロ・スパン回路の他の実施例を示す回路図、第２７図
はゼロ・スパン回路の更に他の実施例を示す回路図、第
２８図は従来の容量式変位変換装置のセンナ部の構成を
示す断面図、第２９図は第２８図に示すセンサ部を電気
的に見た等価回路、第６０図は第２８図に示すセンサ部
と組合せ九変位変換部を示す回路図、第３１図は第３０
図に示す各部の波形を示す波形図である。 １１．１２・・・ダイヤフラム、１６・・・移動電極、
１７．１８・・・固定電極、１９・・・ロッド、２０．
２１・・・固定容量補正回路、２２〜２４・・・ゼロ補
正回路、２５〜２９・・・スパン補正回路、３０．３１
・・・温度補償回路、３２〜３４・・・ゼロ・スパン回
路、Ｃ１゜Ｃ２・・・靜電容童、ＣＦ・・・固定容量、
Ｃ３・・・分布容量、Ｃ５・・・補償容量、ＣＣ・・・
定電流回路、ｖｚ”ｚｃ・・・電源電圧、ＣＴ、・・
・カラ／り、ＴＨ・・・感温素子、’ＩＴ。 ・・・温度ゼロ信号、ｖＴｌ・・・温度スパン信号、ｖ
Ｑ・・・出力信号、ｖｏ・・・可変電圧。 ＣＯＭ ＣＯＭ Ｃ；ＵＭ ＣＯＭ にＯＭ 図 ■ ＣＯＭ Ｃ；Ｏｌ’ｌ／ｌ Ｕ（ＪＭ第６図 Ｍ７図 ｎ 篤９図 Ｔｎ Ｍ２Ｏ図 第１１図 第１２囚 賢 笛１３図 （ｂ）Ｐ。 箪１４図 Ｍ２Ｏ図 第２２囚 第２６図 しり門 第２８図 ］Ｕ Ｍ２９図
Claims (4)
- （１）移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して
設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動的に変化す
る第１および第２静電容量と、前記移動電極の電位を検
出する増幅手段と、前記増幅手段の入力端に反転電流を
供給する負帰還手段と、前記増幅手段の出力レベルの変
化を計数する計数手段と、前記計数手段の出力パルスを
積分する積分手段と、前記積分手段の出力に関連した電
圧と基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の
出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加する第１
スイッチ手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
電源電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の出力
パルスとにより切替えて前記第２静電容量に印加する第
２スイッチ手段と、前記電源電圧と前記積分手段の出力
に関連した電圧との差に関連した電圧を固定インピーダ
ンスを介して前記移動電極に印加する固定容量補正手段
とを具備する容量式変位変換器。 - （２）移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して
設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動的に変化す
る第１および第２静電容量と、前記移動電極の電位を検
出する増幅手段と、前記増幅手段の入力端に反転電流を
供給する負帰還手段と、前記増幅手段の出力レベルの変
化を計数する計数手段と、前記計数手段の出力パルスを
積分する積分手段と、前記積分手段の出力に関連した電
圧と基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の
出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加する第１
スイッチ手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
電源電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の出力
パルスとにより切替えて前記第２静電容量に印加する第
２スイッチ手段と、前記出力パルスに同期して所定のパ
ルスを発生する単安定回路を有し前記単安定回路の一定
幅パルスと前記出力パルスとを用いて所定の演算を実行
して前記積分手段の出力に関連した電圧に加えてゼロ若
しくはスパンの変動を補償するゼロ・スパン補償手段と
を具備する容量式変位変換器。 - （３）移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して
設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動的に変化す
る第１および第２静電容量と、前記移動電極の電位を検
出する増幅手段と、前記増幅手段の入力端に反転電流を
供給する負帰還手段と、前記増幅手段の出力レベルの変
化を計数する計数手段と、前記計数手段の出力パルスを
積分する積分手段と、前記積分手段の出力に関連した電
圧と基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の
出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加する第１
スイッチ手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
電源電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の出力
パルスとにより切替えて前記第２静電容量に印加する第
２スイッチ手段と、二線を介して外部から給電を受けて
内部回路を付勢する電圧安定化手段と、前記増幅手段の
出力に応動して前記二線を流れる電流を調整する電流調
整手段と、前記二線に流れる電流に比例した電圧を前記
可変電圧として帰還するための電圧／電流変換手段とを
備え、前記物理的変位に対応する前記二線に流れる電流
を伝送する容量式変位変換装置。 - （４）移動電極に対して第１電極と第２電極が対向して
設けられ検出すべき物理的変位に応じて差動的に変化す
る第１および第２静電容量と、前記移動電極の電位を検
出する増幅手段と、前記増幅手段の入力端に反転電流を
供給する負帰還手段と、前記増幅手段の出力レベルの変
化を計数する計数手段と、前記計数手段の出力パルスを
積分する積分手段と、前記積分手段の出力に関連した電
圧と基準電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の
出力とにより切替えて前記第１静電容量に印加する第１
スイッチ手段と、前記積分手段の出力に関連した電圧と
電源電圧とを前記増幅手段の出力と前記計数手段の出力
パルスとにより切替えて前記第２静電容量に印加する第
２スイッチ手段と、変換部内に配置された感温素子と前
記感温素子に電源電圧を印加して発生させた感温電圧を
調整する調整手段とを有し前記調整手段の出力を可変電
圧若くは前記電源電圧に加算して温度ゼロ若しくは温度
スパンの変動を補償する温度ゼロ・スパン補償手段とを
具備する容量式変位変換器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092889A JPS61251714A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 容量式変位変換器 |
| US06/857,045 US4683754A (en) | 1985-04-30 | 1986-04-29 | Capacitive displacement transducer |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60092889A JPS61251714A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 容量式変位変換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61251714A true JPS61251714A (ja) | 1986-11-08 |
| JPH0412814B2 JPH0412814B2 (ja) | 1992-03-05 |
Family
ID=14067020
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60092889A Granted JPS61251714A (ja) | 1985-04-30 | 1985-04-30 | 容量式変位変換器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4683754A (ja) |
| JP (1) | JPS61251714A (ja) |
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-
1985
- 1985-04-30 JP JP60092889A patent/JPS61251714A/ja active Granted
-
1986
- 1986-04-29 US US06/857,045 patent/US4683754A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0412814B2 (ja) | 1992-03-05 |
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