JPS6124322A - 周波数選択式フイルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発　　明　　の　　背　　景］ 本発明は、データ、ＦＭオーディオおよび電話用トラン
シーバ内に使用されるハイパス、ローパスおよびバンド
パス・フィルタに関する。ずべての受動部品フィルタお
よび多くの能動部品フィルタは周波数依存性のインピー
ダンスおよび位相特性を有するリアクタンス部品を含ん
でおり、リアクタンス部品は磁界または静電界にエネル
ギを蓄積しているので、このエネルギの蓄積によって前
の事象を記憶しており、このためフィルタは比較的遅い
応答時間を有している。従来のフィルタに固有のこの応
答時間が遅いということは振幅および位相の両方の周波
数応答特性に勾配が生じ、これに対して高品質のトラン
シーバにおいては急便な周波数応答特性およびゼロ位相
が必要とされている。このようなトランシーバの１つが
特願昭５９−２６０９６５号に開示されている。この出
願には、デジタル・データ・トランシーバ回路について
詳細に記載されている。

本発明の目的は実質的に理想的な周波数応答およびゼロ
位相状態が達成されるように応答時間が制御される時間
領Ｒ（ｔｉｍｅ　ｄｏｍａｉｎ　）　フィルタを提供す
ることにある。

［発　明　の、概　要］ ゼロ位相および急便な周波数応答特性を有する時ｍ領域
フィルタは、アンド・ゲートによりＲＳフリップ７０ツ
ブに接続されたワンショット単安定マルチバイブレータ
と排仙的オア・ゲートとの組合せにより構成され、ハイ
パスＪ５よびローパスフィルタ出力を有する。時間領域
バンドパス・フィルタは、互いにカスケードに接続され
、かつアンド・グーｉ−によりＲＳフリップフロップに
接続された２つのワンショット単安定マルチバイブレー
タにより構成される。また、変形時間領域フィルタｌ、
１無線トランシーバ回路で優れたＦＭ復調機能を与える
。

Ｕ好適実施例の説明］ 本発明の１時間領域Ｊフィルタの概念は、単安定マルチ
バイブレータのような時間依存性の素子を利用して、フ
ィルタの周波数応答特性を制御する。入力波形の半サイ
クルの時間として定められる入力波形の半周期を使用し
て、所望のカットオフ周波数「１の半周期に等しいオン
時間を設定することによってｖｊ周間依存素子のＦオン
ＪＲ間を決定する。

第１Ａ図乃至第１ｃ図は、矩形波入力に対する理想的な
出力信号波形すなわちローパス波形１ｏ、バンドパス出
力波形１１およびハイパス波形１２を示しており、バン
ドパスは周波数［１および１２間で定められている。

このような時間領域ハイパスおよびローパス・フィルタ
回路１３が第２図に示されており、この図において信号
は入力端子１４がらインバータ７５を介してワンショッ
ト単安定マルチバイブレータ（以下、ワンショットとも
呼ぶ）１６のトリガ入力Ｔに供給される。この入力信号
は、またワンショットのクリア人がＣＬに直接供給され
、また線２２およびインバータ２ｏを介してフリップ７
０ツブ１９のリセット入力Ｒに供給される。ワンショッ
トの出力Ｑは線１８を介してアンド・ゲート１７のゲー
ト入力Ｇとして示されている一方の入力に供給される。

アンド・ゲートの出力はフリップフロップのセット入力
Ｓに供給される。フリップ７０ツブの串力、Ｑ端子は直
接ハイパス出力端子２８に接続され、また排他的オア・
ゲート２１の一方の入力に接続されている。アンド・ゲ
ートの他方の入力は共通に線２２を介してインバータ２
０の入力と、線２３を介して排他的オア・ゲートの他方
の入力とに接続されている。排他的オア・ゲートの出力
はローパス出力２９に接続されている。

時間領域ハイパスおよびローパス・フィルタ回路１３の
動作は第３Ａ図、第３Ｂ図および第３Ｃ図を参照するこ
とによりよくわかるであろう。この第３Ａ図、第３Ｂ図
および第３Ｃ図は、それぞれカットオフ周波数より高い
周波数、カットオフ周波数に等しい周波数およびカット
オフ周波数より低い周波数の場合の入力波形２４Ａ乃至
２４Ｃ１ゲート波形２５Ａ乃至２５Ｃ、ハイパス出力波
形２６Ａ乃至２６０１０−パス出力波形２７Ａ乃至２７
Ｃを表わしている。上述したように、ワンショット１６
のオン時間はｔ＝１／（２ｈ）として定められる所望の
カットオフ周波数、ｆ＋の半周期に等しくなるようにセ
ットされて°いる。トリガ入力丁が高レベルになると、
ワンショットの出力Ｑは高レベルになり、予めセットさ
れた時間が経過するまで、またはタイミングｌＪ！能を
リセットするクリア入力ＣＬが高レベルになるまで高レ
ベルに留まっている。入力１４の入力信号が低レベルに
なると、インバータ１５によりワンショットのトリガ入
力Ｔが高レベルになり、アンド・ゲート１７のゲート入
力Ｇが高レベルになる。入力信号の周波数がカットオフ
周波数ｆ１よりも高い場合には、クリア入力ＣＬに対す
るワンショットの出力の応答時間に小さな時間遅延すな
わち伝播時間の遅延があるとすると、アンド・ゲート１
７の他方の入力に直接供給される入力信号はゲート入力
Ｇが高レベルにある間に高レベルになり、アンド・ゲー
トからフリップフロップ１９のセット入力Ｓに出力を発
生させてフリップ７０ツブをセットし、ハイパス出力２
８を高レベルにする。入力信号およびハイパス出力２８
のハイパス出力信号は排他的オア・ゲート２１の入力に
供給され、これらの両入力が共に高レベルである時また
は低レベルである時、ローパス出力２９は低レベルにな
る。

入力信号が高レベルになると、ワンショットはクリア入
力ＣＬによってクリアされる。入力信号が低レベルにな
ると、フリップフロップはリセット入力Ｒによってリセ
ットされ、ハイパス出力２８おＪ：びローパス畠ノ〕２
９は共に低レベルになる。

入力端子１４にＪ３ける上述した信号電圧の有無、すな
わち「高１ノベルＪおよび「低レベル」に依存するほか
に、ワンショッ１−１６の予めセットされたオン時間に
対する入力信号の周期もまた、ワンショッ１−１６の動
作によってハイパス出力２８およびローパス出力２９に
おける信号電圧の有無に関する決定要因である。ワンシ
ョットのセット時間と入力信号の周期との間におけるこ
の関係が本発明のフィルタ回路の「時間領域」という面
を表わしている。第３Ａ図乃至第３Ｃ図に示したタイミ
ンク図では、図示されている各々の電圧一時間波形がカ
ットオフ周波数ｆ１に対する入力信号の周波数の関数と
して電圧の依存（高レベル）または不存在（低レベル）
として表わされている。カットオフ周波数より低い周波
数の場合を示す第３Ｃ図を参照すると、入力波形２４Ｇ
が時刻［１で高レベルになる前にゲート波形２５Ｃは時
刻ｔ。

で低レベルになる。このためノリツブ７０ツブ、１９は
セットされず、ハイパス出力２８はハイパス出力波形２
６Ｇで示すように低レベルに留まっている。入力端子１
４が高レベルであり、ハイパス出力２８が低レベルであ
ると、ローパス出力２９は高レベルになる。これはロー
パス出力波形２７Ｃによって示されており、この波形は
入力波形２４Ｃを再生している。

第３Ｂ図は、入力周波数ｆがカットオフ周波数ｆ１に等
しい場合のハイパス出力２８およびローパス出力２９に
おける状態のタイミング図を示している。この状態では
、入力信号に存在する雑音またはワンショット１６のタ
イミングによって出力２８．２９のいずれが作動するか
が決定される。

これはハイパス出力波形２６Ｂおよびローパス出力波形
２７　Ｂで点線によって図示されている。時刻１２にお
ける水力波形２４Ｂの立上りと時刻ｔ３におけるゲー（
〜波形２５Ｂの立上りとの間における伝播遅延時間は、
フリップフロップ１９をトリガするのに十分な出力がア
ンド・ゲート１７から発生される程度の長さを有する。

カットオフ周波数より高い入力周波数の場合の第３Ａ図
に示されでいるハイパス出力波形２６Ａおよびローパス
出力波形２７Ａは、第３Ｃ図を参照して上述したカット
オフ周波数より低い周波数に対する波形と反対である。

第４図は時間領域バンドパス・フィルタ回路３１を示し
ており、この回路は第２図に記載されている時間領域ハ
イパスおよびローパス・フィルタ回路１３に類似し、共
通の回路要素に対しては同じ符号が使用されている。こ
の時間領域バンドパス・フィルタはワンショット１６お
よびアンド・ゲート１７間に接続された別のワンショッ
ト３２が設けられいる点で時間領域ハイパスおよびロー
パス・フィルタと異なっている。ワンショット３２のト
リガ入力下はワンショット１６の出力Ｑに接続され、第
２のワンショット３２をトリガするもので、以下ｒＧ１
Ｊ端子として示されている。

第２のワンショット３２の出力端子Ｑはアンド・ゲー１
−１７のゲート入力に接続されている。アンド・ゲート
のこのゲート入力は以下「Ｇ２」と称する。この用語は
ここに示す時間領域バンドパス・フィルタの波形のタイ
ミング図の第５Ａ図乃至第５Ｃ図を説明する際に用いら
れる。第２のワンショット３２のクリア入力ＣＬは線２
２に接続されている。フリップフロップ１９の出力Ｑに
接続された出力３０は第５Ａ図乃至第５Ｃ図に示される
理想的なバンドパス特性を有する。入力波形３６Ａ乃至
３６Ｇは第３Ａ図乃至第３Ｃ図に示されている入力波形
と類似するものである。第２のワンショット３２のＧ１
端子のトリガ入力下は第１のワンショット１６の出力Ｑ
に接続されているので、Ｇ１端子の波形３７Ａ乃至３７
Ｃは第３Ａ図乃至第３Ｃ図に示されている波形２５Ａ乃
至２５Ｃと位相が逆になっている。第１のワンショット
′　　１６の出力Ｑは第２図の時間領域ハイパスおよび
ローパス・フイ／ｌｚ夕回路１３内のワンショットのＱ
出力を反転したものである。時間領域バンドパス・フィ
ルタ３１の時間領域タイミング機能は、ワンショット１
６のオン時間を上側カットオフ周波数ｔ２の周期の１／
２に等しく設定し、第２のワンショット３２のオン時間
を上側カットオフ周波数の周期の１／２と下側カットオ
フ周波数ｆｌの周期の１／２との差に設定することによ
って与えられる。入力周波数ｆがカットオフ周波数ｆ１
より低い場合には、（第５Ｃ図）、入力波形３６Ｇが時
刻ｔ５で高レベルになる前に０１端子は波形３７Ｇの時
刻［４で示すように高レベルになる。

この結果、３８Ｇで示す波形が０２端子に現われる。下
側カットオフ周波数「１より低い周波数に対しては、出
力には波形３９Ｇで示すように何ら信号が存在しない。

同様に、入力周波数が上側カットオフ周波数ｆ２より高
い場合も、入力波形、３６Ａ、Ｇ１端子の波形３７Ａお
よびＧ　２　ｇＢ子の波形３８Ａを比較して波形３９Ａ
を見ればわかるように、出力３０には何ら信号が存在し
ない。入力周波数がバンドパス領域内にある場合、すな
わち上側カットオフ周波数ｆ２より低くかつ下側カット
オフ周波数［１より高い場合には、入力波形３６８ＳＲ
刻ｔ７において高レベルになる前に０１端子の波形３７
＋３は高レベルになる。この結果、Ｇ２端子の波形３８
Ｂが生じ、出力３ｏには出力波形３９’Ｂで示すように
入力波形を再生したものが発生する。ワンショット１６
と組合せて第２のワンショット３２を利用することによ
り、ゲート１７のＧ２＃子の入力は「窓」を形成し、入
力波形の半周期がこの窓内に入る場合には出力波形を発
生することがわかるであろう。ワンショッ１〜１６の反
転Ｑ出力は第１のタイミング期間の終りに第２のワンシ
ョット３２をトリガするために使用され、両方のワンシ
ミツト１６．３２は高レベルの入力信号によってクリア
されることに注意されたい。また、入力端子１４の入力
が低レベルになった時、出力３０は低レベルになり、入
力が定められた時間フレーム内に高レベルになった時の
み出りは高レベルになることに注意されたい。このよう
に出力矩形嬉の有無は、前の事象に関係なく入力矩形波
の各周期毎に決定される。これは上述したように理想的
な周波数応答およびゼロ位相状態を提供する時間領域フ
ィルタの主要な特徴である。

時間領域バンドパス・フィルタ回路３１は、第６図に示
すように、時間領域バンドパス・フィルタ回路３１から
の出力ｌ！３３を排他的オア・ゲート２１の一方の入力
に接続し、他方の入力を１６３５を介して入力端子１４
に接続することによって時間領域ノ゛ツチ・フィルタ回
路４０に変更される。

排他的オア・ゲートの出力は図示のように出力３４に直
接接続されている。

第７図に時間領域位相ロックＦＭ復調回路４１を示す。

時間領域ハイパスおよびローパス・フィルタ回路１３お
よび時間領域バンドパス・フィルタ回路３１内の回路部
品と機能的に同じ回路部品には同じ符号が付されている
。ワンショット１６および第２のワンショット３２の構
成は、Ｇ１およびＧ２端子に関して時間領域バンドパス
・フィルタ回路３１内の構成と同じである。しかしなが
ら、第２のワンショット３２のクリア入力は省略されて
いる。さらに、ナンド・ゲート４２が設けられ、その一
方の入力がアンド・ゲート１７のＧ２端子に接続され、
その他方の入力がインバータ２０の出力に接続されてい
る。アンド・ゲート１７の出力線Ａが一対の等しい値の
抵抗Ｒ１を介してナンド・ゲート４２の出力線Ｂに接続
され、一対の抵抗Ｒ１の相互接続点が線４５に接続され
ている。変調出力４４は線４５に接続され、またハイパ
ス・コンデンサＣ１を介してアースに接続されている。

差動増幅器４３が抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ２からな
るローパス・フィルタを介して線４５に接続されている
。差動増幅器の出力はワンショット１６のタイミング入
力に接続されている。差動増幅器の他方の入力は、値の
等しい一対の抵抗Ｒ３の間の中間接続点を介して電源電
圧■匡およびアースに接続されている。時間領域、位相
ロックＦＭ復調器４１の動作は、ワンショット１６とワ
ンショット３２とのカスケード接続によりアンド・ゲー
ト１７のＧ２端子に「窓」が形成されるという点におい
て時間領域バンドパス・フィルタ３１の動作に類似して
いる。アンド・ゲート１７はナンド・ゲート４２と組合
わさって回路の位相検出部を構成する。入力波形は入力
端子１４に供給され、また１ｉ！２２を介してアンド・
ゲートの他方の入力に供給される。入力波形の相補信号
がインバータ２０によりノ゛ンド・ゲートの他方の入力
に供給される。出力線ＡおよびＢに現れる２つのゲート
の出力は加算され、抵抗Ｒ１およびコンデンサＣ１によ
って平均化されて、入力信号周波数の関数である出力信
号を発生する。これは入力周波数を復調したものであり
、変調出力４４に現われる。変調されていない入力周波
数が下側カットオフ周波数ｔ１　と上側カットオフ周波
数ｆ２との間の中間に存在する場合または入力周波数が
存在しない場合には、変調出力４４に現われる電圧は電
源電圧Ｖｃｃのほぼ半分に等しい直流電圧になる。入力
周波数を高くしていくと、入力周波数ＦＩＮが上側カッ
トオフ周波数ｆ２に等しくなるまで出力電圧は増大して
いく。入力周波数が上側カットオフ周波数「２より高く
なると、出力はその高０電圧に留まる。逆に、入力周波
数を減少させていくと、入力周波数ｆｌＮが下側カット
オフ周波数ｆ１に等しくなるまで出ノＪ電圧は低下して
いく。入力周波数が下側カットオフ周波数「１より低く
なると、出力はその低い電圧に留まる。

従って、ローパス・フィルタＲ２Ｃ２の出力に得られる
変調出力４４の電圧の直流成分は、例えば電圧Ｖｃｃの
１／２の電圧を基準とづる差動増幅器４３に供給される
。このため、差動増幅器はタイミング制御信号をワンシ
ョット１６に供給して、平均的に入力信号の正方向の変
移Ｇ２端子のパルスで構成される「窓」のほぼ中心に常
に現われるようにする。位相ロック・ループにおいては
、「引込み」範囲および「ホールドイン（ｈｏｌｄ−ｉ
ｎ　）」範囲は変、調応答に関係なく等しく、両者は差
動増幅器４３がワンショット１６のタイミングに作用す
ることのできる制御範囲によってのみ決定される。時間
領域［Ｍ復調器４１は、用途の要求条件によっ（開ルー
プまたは閉ループ・モードで作動り°ることができる。

開ループ・モードにおいては、出力の直流レベルは入力
周波数の拡大尺度（ｅｘｐａｎｄｅｄ　５ｃａｌｅ）の
測定値として使用すルコトができる。Ｇ２端子に現われ
る窓パルスの幅は、ゲート１７およびゲート４２の組合
わせで構成される位相検出器の出力が線形である入力周
波数の範囲を決定する。

第７図のＦＭ復調器４１における波形を第８図に示す。

周波数変調された入力矩形波は４６で示す波形を有して
いる。入力周波数の変調は矩形波の変移点の所に示され
ている両方向の矢印によって示されている。入ノｊが高
レベルから低レベルになると、Ｇ１端子の波形４７はま
た高レベルから低レベルになり、低レベルから高レベル
に変化するワンショット１６内のタイミング期間の終り
まで低レベルのまま留まる。Ｇ１端子の波形は次いで入
力波形４６が低レベルになるまで高レベルに留まる。Ｇ
１＠を子の波形が低レベルから高レベルに変るとき、ワ
ンショット３２がトリガされ、Ｇ２端子は波形４８を発
生する。Ｇ２端子はトリガされたとき高レベルになり、
第２のワンショット３２のオン時間の間、高レベルに留
まり、それから低レベルになる。出力線Ｂに現われる波
形５０は出力線Ａに現われる波形４９の相補形である。

変調出力４４に現われる変調波形５１はコンデンナＣ１
によって積分された両波形４９．５０の代数加算を表わ
している。波形５１の実線で示づ部分は、瞬時入力周波
数がＧ２＠子の波形４８によって表わされる窓の中心に
ある状態を表わしている。上方向に示されている瞬時周
波数「によって表わされる点線の波形は、瞬時周波数が
バンドパスの上限より高い時の変調出力波形を表してい
る。

下方向に示されている瞬時周波数ｆによって表わされる
点線の波形は、瞬時周波数がバンドパスの下限より低い
時の変調出力波形を表している。

上述した時間領域回路１３．３１および４１のずべでは
対称な矩形波入力信号を必要とする。これは入力波形の
周期がその矩形波の低レベル部分の持続期間の正確に２
倍であると考えられるためである。入力信号が正弦波形
から導き出されたものである場合には、高調波歪み、オ
ツフセット・バイアスなどによって生ずる影響のために
制限技術またはクリップ技術によって対称波形が得られ
ることはまれである。対称的な矩形波を得る従来の方法
は増幅した信号を使用してマスク・スレーブ・ノリツブ
７０ツブ回路をトリガすることであり、これによって信
号周波数の１／２の矩形波を得ることができる。時間領
域処理はこの時この（ｆ／２）波形で達成することがで
きる。これは矩形波の半周期が信号の全周期に等しいか
らである。入力信号を取り除くと７リツプ７０ツブの出
力が高レベル状態に留まることがあるので、このフリッ
プフロップをハイパス（ＲＣ）フィルタを介して時間領
域回路に接続することが好ましい。

これは、入力信号が取り除かれてから短い時間の後に、
時間領域回路に対する入力を「低レベル」状態に回復さ
せる。この技術は特願昭６０−０２１０２５号に開示さ
れているデジタルデータ搬送トランシーバ回路に使用さ
れている。

第１０図に示す波形は、上述の特許出願のトランシーバ
回路内に適用された第９図の時間領域バンドパス・フィ
ルタ回路５２の動作における波形である。

入力信号の周波数は、設定された振幅しきい値を信号が
交差して越える毎にトリがされるフリップ７０ツブ５３
によって半分の周波数にされる。

ＲＣタイマ回路５４が本明細書で開示した時間領域バン
ドパス・フィルタ３１内に使用された２つのワンショッ
ト１６．３２のかわりにトランシーバ回路内に使用され
、上述のフィルタ回路のノリツブ７０ツブ１９と同様な
出力フリップ７０ツブ５５を作動するゲート・パルス窓
を発生して、入力周波数が周波数ｆ１　とｆ２の間にあ
る時のみ出力矩形波が発生されるようにする。

第９図の回路図を参照すると、回路５２は時間領域バン
ドパス・フィルタ回路を示し、回路５６は位相ロックＦ
Ｍ１！ｔｉＴ調器を示している。入力端子５９に供給さ
れた信号はＬＣ（インダクタンス−容量）フィルタおよ
びピークしきい値比較器（図示せず）から得られ、抵抗
Ｒ９乃至ＲｎおよびトランジスタＱ１乃至Ｑ４からなる
マスク・スレーブ・ノリツブフロップをトリガし、入力
周波数の２分の１（ｆ／２）を矩形波を端子ＡおよびＢ
に発生する。ノリツブ７０ツブ５３の出力端子Ｂは、抵
抗Ｒ１６乃至Ｒ１７、トランジスタＱ５Ａ、０５Ｂおよ
びハイパス・フィルタを構成するコンデン勺Ｃ＋を介し
てタイマ回路５４に接続されている。タイマ回路５４は
抵抗Ｒ＋ｓ乃至Ｒ３３、トランジスタＱ７乃至Ｑ２６お
よびコンデンサＣ２で構成されている。タイミング用フ
リップ７０ツブが抵抗Ｒ２ｓ　、　Ｒ２ｙおよびトラン
ジスタＱ＋。

乃至ＱＩ３で構成される。タイマ回路の動作は次の通り
である。端子Ｃのタイミング・コンデンサＣ２は、端子
Ｂの入力矩形波が低レベルの時、抵抗Ｒ２３、Ｒ’２’
Ｊを介して充電される。コンデンサの電圧が第１のしき
い値に達す、ると、トランジスタＱ２２、Ｑ２５からな
る第１の比較器が端子Ｅにゲート・パルスを発生する。

コンデンサの電圧が第２のしきい値に達すると、第２の
比較器（Ｑ１６、Ｑ１７）がタイマのフリップフロップ
をセットし、これによりコンデンサを放電してゲート・
パルスを終了する。ゲート・パルスはトランジスタＱ２
８およびＱ３２からなるアンド“・ゲートに供給され、
ゲート・パルスが高レベルにある間に矩形波が高レベル
になった場合には、抵抗Ｒ２５、Ｒ３６およびトランジ
スタＱ２７乃至０３３からなる出力フリップ７０ツブ５
５をセットして、端子りに出力を発生ずる。また、ゲー
ト・パルスは抵抗Ｒ３１を介してトランジスタＱ７に供
給され、ゲート・パルスの持続期間中に入力波形が高レ
ベルになった場合には入力波形がタイミング用コンデン
サＣ２および第１のノリツブ７０ツブをリセットするこ
とを禁止する。ゲート・パルスはまた、端子Ｂからの波
形波および端子Ａからのその相補矩形波が供給される位
相ロックＦＭ復調回路５６内の位相検出回路５８に供給
される。位相検出器５８はトランジスタＱ３４乃至Ｑ４
ｏの組合わせを有し、可聴周波出力は位相検出器の端子
Ｆから取り出される。可聴周波出力の直流成分はコンデ
ンサＣ４、抵抗Ｒ３８からなるローパス・フィルタを介
してトランジスタＱ４　＋乃至Ｑ４７および抵抗Ｒ３９
を含む差動増幅器に供給され、差動増幅器はタイマ回路
５４に電流を加締し１＝りまたは減算し、これによって
位相ロック・ループを開成している。タイマ回路への位
相ロック・ループ補正は端子Ｃに供給される。

第９図に示すバンドパス・フィルタ回路５２の動作に関
連する波形は、上側カットオフ周波数より高い周波数、
］−側および下側カットオフ周波数の間の周波数、およ
び下側カットオフ周波数より低い周波数に対してそれぞ
れ第１０Ａ乃至第１゜０図に示されている。３つの状態
におけるフィルタ入力周波数の２倍の（入力５９の）信
号波形が６０Ａ、６０Ｂおよび６０Ｃで示されている。

分周用フリップ７０ツブ５３の矩形波出力６１Ａ、６１
Ｂ、６１Ｇで示されており、信号周波数ｆのフィルタ入
力になる。これらの波形は同じ３つの状態におレプる第
５Ａ図乃至第５ｃ図の入力波形３６Ａ乃至３６Ｃと同じ
である。タイマ波形６’２Ａ、６２Ｂおよび６２Ｇは上
僻カットオフ周波数ｆ２より高い周波数、上側カットオ
フ周波数ｒ２と下側カットオフ周波数ｆＩ　との間の周
波数、および下側カットオフ周波数「１より低い周波数
に対して連続的に増加する傾斜電圧を有する。上側カッ
トオフ周波数ｆ２と下側カットオフ周波数［１の間の周
波数においては電圧は図示のように時間［１における電
圧ｖ１から時間［２にお【）る電圧Ｖ２までの範囲に変
化することに注意されたい。ゲート波形６３Ａ乃至６３
Ｇおよび出力波形６４Ａ乃至６４Ｇは第５Ａ図乃至第５
ｃ図の端子Ｇ２の波形３８Ａ乃至３８ＣＦ３よび出力波
形３９Ａ乃至３９Ｇとそれぞれ同じである。更に１．Ｌ
側カットオフ周波数ｆ２より高い周波数では、入力周波
数ｆの矩形波波形６１Ａの周期Ｔは時間ｔ１　より短い
ことに注意されたい。上側カットオフ周波数１２より低
く、下側カットオフ周波数ｆ１　より高い周波数におい
ては、周期Ｔは時間ｔ１　より長く、時間ｔ２より短い
。下側カッ１へオフ周波数［１より低い周波数において
は、周期Ｔは時間ｔ２より長い。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図乃至第１Ｃ図は、入力周波数の関数として理想
的なフィルタ出ツノ波形を表わすグラフであり、 第２図は本発明による時間領域ハイパスおよびローパス
・フィルタの簡略回路図であり、第３Ａ図乃至第３Ｃ図
は第２図の時間領域フィルタの種々の波形を示す波形図
であり、第４図は本発明による時間領域バンドパス・フ
ィルタの簡略回路図であり、 第５Ａ図乃至第５Ｃ図は第４図の時間領域バンドパス・
フィルタの種々の波形を示す波形図であり、 第６図は本発明による時間領域ノッチ・フィルタを示す
簡略回路図であり、 第７図は本発明による時間領域位相ロックＦＭ復調器の
簡略回路図であり、 第８図は第７図の時間領域位相ロックＦＭ復調器の種々
の波形を示す波形図であり、 第９図は本発明によるトランシーバ用ＦＲ間領域バンド
パス・フィルタおよび位相ロックＦＭ復調器を示す回路
図であり、 第１０Ａ図乃至第１０Ｃ図は第９図に示すトランシーバ
用時間領域バンドパス・フィルタおよび位相ロックＦＭ
復調器の種々の波形を示す波形図である。 １３・・・時間領域ハイパスおよびローパス・フィルタ
回路、１４・・・入力端子、１５・・・インバータ、１
６・・・ワンショット単安定マルチバイブレータ、１７
・・・アンド・ゲート、１９・・・ノリツブフロップ、
２１・・・排他的オア・ゲート、３１・・・時間領域バ
ンドパス・フィルタ回路、３２・・・ワンショット単安
定マルチバイブレータ、４０・・・時間領域ノッチ・フ
ィルタ回路、４１・・・時間領域位相ロックＦＭ復調回
路。 ＦＩＧ、ＩＡ ＦＩＧ、旧 ＦＩＧ　、ｌＣ ＦＩＧ　、２ デ千入力ｑ ハイ／（ス肯カ ＦＩＧ　、４ ＦＩＧ、７

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、可変周波数信号の入力源に接続された単安定マルチ
   バイブレータ手段と、 第１の論理ゲートを介して前記単安定マルチバイブレー
   タ手段に接続され、前記可変周波数信号から所定の周波
   数の信号を受信する双安定マルチバイブレータ手段と、 前記単安定マルチバイブレータ、前記双安定マルチバイ
   ブレータおよびローパス出力に接続され、前記所定の周
   波数信号からローパス周波数信号を発生する第２の論理
   ゲートとを有する周波数選択式ハイパスおよびローパス
   ・フィルタ回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、前記双安定マ
   ルチバイブレータおよび前記第２の論理ゲートに接続さ
   れ、前記所定の周波数信号からハイパス周波数信号を送
   り出すハイパス出力を有する周波数選択式ハイパスおよ
   びローパス・フィルタ回路。 ３、特許請求の範囲第１項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、前記単安定マ
   ルチバイブレータのタイミング入力がインバータを介し
   て前記入力源に接続され、前記双安定マルチバイブレー
   タのクリア入力が前記入力源に直接接続されている周波
   数選択式ハイパスおよびローパス・フィルタ回路。 ４、特許請求の範囲第１項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、前記単安定マ
   ルチバイブレータのＱ出力が前記第１の論理ゲートの一
   方の入力に接続され、前記入力源が前記第１の論理ゲー
   トの他方の入力に接続されている周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路。 ５、特許請求の範囲第１項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、前記双安定マ
   ルチバイブレータのセット入力が前記第１の論理ゲート
   の出力に接続され、前記第１の単安定マルチバイブレー
   タのリセット入力が前記第１の論理ゲートの他方の入力
   に接続されている周波数選択式ハイパスおよびローパス
   ・フィルタ回路。 ６、特許請求の範囲第１項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、前記双安定マ
   ルチバイブレータのＱ出力が前記第２の論理ゲートの一
   方の入力に接続され、前記第２の論理ゲートの他方の入
   力が前記第１の論理ゲートの他方の入力に接続されてい
   る周波数選択式ハイパスおよびローパス・フィルタ回路
   。 ７、特許請求の範囲第６項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、ハイパス出力
   が前記双安定マルチバイブレータの前記Ｑ出力および前
   記第２の論理ゲートの前記一方の入力に接続されている
   周波数選択式ハイパスおよびローパス・フィルタ回路。 ８、特許請求の範囲第１項記載の周波数選択式ハイパス
   およびローパス・フィルタ回路において、前記単安定マ
   ルチバイブレータがワンショット型であり、前記双安定
   マルチバイブレータがフリップフロップである周波数選
   択式ハイパスおよびローパス・フィルタ回路。 ９、可変周波数信号の入力源に接続された第１の単安定
   マルチバイブレータ手段と、 前記第１の単安定マルチバイブレータ手段に接続され、
   前記可変周波数信号から所定の周波数信号を受信する第
   ２の単安定マルチバイブレータ手段と、 前記第２の単安定マルチバイブレータ手段と双安定マル
   チバイブレータ手段との間に接続され、セット入力信号
   を前記双安定マルチバイブレータ手段に供給する論理ゲ
   ート手段と、 前記双安定マルチバイブレータ手段のＱ出力に接続され
   、前記所定の周波数信号からバンドパス周波数信号を送
   り出すバンドパス出力手段とを有する周波数選択式バン
   ドパス・フィルタ回路。 １０、特許請求の範囲第９項記載の周波数選択式バンド
   パス・フィルタ回路において、前記第１の単安定マルチ
   バイブレータのタイミング入力がインバータを介して前
   記入力源に接続され、前記第１の単安定マルチバイブレ
   ータ手段のクリア入力が前記入力源に直接接続されてい
   る周波数選択式バンドパス・フィルタ回路。 １１、特許請求の範囲第９項記載の周波数選択式バンド
   パス・フィルタ回路において、前記第１の単安定マルチ
   バイブレータ手段からの反転＠Ｑ＠出力が前記第２の単
   安定マルチバイブレータ手段のタイミング入力に接続さ
   れ、前記第２の単安定マルチバイブレータ手段のクリア
   入力が前記第１の単安定マルチバイブレータのクリア入
   力に接続されている周波数選択式バンドパス・フィルタ
   回路。 １２、特許請求の範囲第９項記載の周波数選択式バンド
   パス・フィルタ回路において、前記論理ゲート手段の一
   方の入力が前記第２の単安定マルチバイブレータのＱ出
   力に接続され、前記第２の単安定マルチバイブレータの
   他方の入力が前記第１および第２の単安定マルチバイブ
   レータのクリア入力に接続されている周波数選択式バン
   ドパス・フィルタ回路。 １３、特許請求の範囲第１２項記載の周波数選択式バン
   ドパス・フィルタ回路において、前記論理ゲート手段の
   出力が前記双安定マルチバイブレータのセット入力に接
   続され、前記双安定マルチバイブレータのリセット入力
   が別のインバータを介して前記論理ゲート手段の他方の
   入力に接続されている周波数選択式バンドパス・フィル
   タ回路。 １４、特許請求の範囲第９項記載の周波数選択式バンド
   パス・フィルタ回路において、前記第１および第２の単
   安定マルチバイブレータ手段がワンショット型であり、
   前記双安定マルチバイブレータがフリップフロップであ
   る周波数選択式バンドパス・フィルタ回路。 １５、特許請求の範囲第９項記載の周波数選択式バンド
   パス・フィルタ回路において、前記論理ゲート手段がア
   ンド・ゲートで構成されている周波数選択式バンドパス
   ・フィルタ回路。 １６、可変周波数信号の入力源に接続された第１の単安
   定マルチバイブレータ手段と、 前記可変周波数信号から所定の周波数信号を受信する第
   ２の単安定マルチバイブレータ手段と、前記第２の単安
   定マルチバイブレータ手段と双安定マルチバイブレータ
   手段との間に接続され、前記双安定マルチバイブレータ
   手段にセット入力を供給する第１の論理ゲート手段と、 ノッチ出力手段と前記双安定マルチバイブレータのＱ出
   力との間に接続され、前記所定の周波数信号からノッチ
   周波数信号を供給する第２の論理ゲート手段とを有する
   周波数選択式ノッチ・フィルタ回路。 １７、特許請求の範囲第１６項記載の周波数選択式ノッ
   チ・フィルタ回路において、前記第２の論理ゲート手段
   の一方の入力が前記双安定マルチバイブレータのＱ出力
   に接続され、前記第２の論理ゲート手段の他方の入力が
   前記入力源に接続されている周波数選択式ノッチ・フィ
   ルタ回路。 １８、特許請求の範囲第１６項記載の周波数選択式ノッ
   チ・フィルタ回路において、前記第１の論理ゲート手段
   がアンド・ゲートで構成され、前記第２の論理ゲート手
   段が排他的オア・ゲートで構成されている周波数選択式
   ノッチ・フィルタ回路。 １９、特許請求の範囲第１６項記載の周波数選択式ノッ
   チ・フィルタ回路において、前記第１および第２の単安
   定マルチバイブレータが各々ワンショット型であり、前
   記双安定マルチバイブレータがフリップフロップである
   周波数選択式ノッチ・フィルタ回路。 ２０、可変周波数変調信号の入力源に接続された第１の
   モノステーブルマルチバイブレータ手段と、 前記第１の単安定マルチバイブレータ手段に接続され、
   前記可変周波数変調信号から予め選択された周波数信号
   を受信する第２の単安定マルチバイブレータ手段と、 前記第２の単安定マルチバイブレータと変調出力との間
   に接続され、前記予め選択された周波数信号から復調さ
   れた周波数信号を供給する第１の論理ゲート手段とを有
   する周波数選択式ＦＭ復調回路。 ２１、特許請求の範囲第２０項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、第１および第２の入力が前記第１の
   論理ゲート手段の第１および第２の入力に接続され、出
   力が前記第１の論理ゲート手段の出力に接続されている
   第２の論理ゲート手段を有する周波数選択式ＦＭ復調回
   路。 ２２、特許請求の範囲第２１項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第１および第２の論理ゲート手
   段の前記第１の入力が前記第２の単安定マルチバイブレ
   ータのＱ出力に接続され、前記第１および第２の論理ゲ
   ート手段の前記第２の入力が前記入力源に接続されてい
   る周波数選択式ＦＭ復調回路。 ２３、特許請求の範囲第２１項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第１の単安定マルチバイブレー
   タの反転＠Ｑ＠出力が前記第２の単安定マルチバイブレ
   ータのタイミング入力に接続されている周波数選択式Ｆ
   Ｍ復調回路。 ２４、特許請求の範囲第２１項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第１の単安定マルチバイブレー
   タのタイミング入力が第１のインバータを介して前記入
   力源に接続され、前記第１の単安定マルチバイブレータ
   のクリア入力が前記入力源に直接接続されている周波数
   選択式ＦＭ復調回路。 ２５、特許請求の範囲第２０項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、一方の入力が前記変調出力に接続さ
   れ、他方の入力が電圧源に接続されていて、前記第１の
   単安定マルチバイブレータ手段に接続されたタイミング
   入力に出力を供給する増幅手段を有する周波数選択式Ｆ
   Ｍ復調回路。 ２６、特許請求の範囲第２１項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第１および第２の論理ゲート手
   段の出力が一対の第１の抵抗を介して互いに接続されて
   いる周波数選択式ＦＭ復調回路。 ２７、特許請求の範囲第２５項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記変調出力とアースとの間に第１
   のコンデンサが設けられており、前記増幅手段の入力と
   アースとの間に第２のコンデンサが設けられている周波
   数選択式ＦＭ復調回路。 ２８、特許請求の範囲第２７項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記変調出力と前記増幅手段の一方
   の入力との間に第２の抵抗が設けられている周波数選択
   式ＦＭ復調回路。 ２９、特許請求の範囲第２１項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第１の論理ゲート手段の第２の
   入力がインバータを介して前記第２の論理ゲート手段の
   第２の入力に接続されている周波数選択式ＦＭ復調回路
   。 ３０、特許請求の範囲第２６項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第２のゲート手段の出力が反転
   されている周波数選択式ＦＭ復調回路。 ３１、特許請求の範囲第２０項記載の周波数選択式ＦＭ
   復調回路において、前記第１および第２の単安定マルチ
   バイブレータの各々がワンショット型である周波数選択
   式ＦＭ復調回路。