JPS6123914A - 計測装置、及び該計測装置を用いたサーボ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、機械的な変位あるいは回転等、被測定物理量
に応じてレベルが周期的に変化する２相信号を入力し、
これらの信号を内挿して計数することによって、被測定
物理量を知るようにした計測装置に関するものである。

更に詳しくは、本発明は、周期的パターンを用いたエン
コーダ装置や、レーザー干渉を用いた測長装置の信号処
理装置に使用して有効な計測装置に関するものである。

〔発明の背景〕

従来のこの種の装置においては、２相信号を何らかの手
法で内挿し、その結果として信号の位相の進み量に等し
いパルスを得、このパルスをカウンタで計数することに
よシ累積の移動量等、被測定物理量を知るようにしてい
た。

しかしながら、このような従来装置においては、例えば
移動速度が速く々る等、被測定物理量の変化が大きくな
ると、単位時間当シのパルス数が多くな力、カウンタが
計数ミスを起こすという問題点があった。この問題は、
発生したパルスを累積的に加算（又は減算）するタイプ
の計測装置、所謂インクリメンタル型の計数装置に共通
す゛る欠点である。このような欠点に関しては、移動位
置や回転角度位置について一義的に決まったデジタル値
を出力するような計測装置、所謂アブソリュート型の計
数装置を用いることで解決できるが、計測分解能はイン
クリメンタル型よりもかなり低いのが一般的であり、高
精度の計測には不向きであった。さらに、インクリメン
タル型の場合は所望の原点位置でカウンタの計数値を任
意の値（例えば零）に簡単にリセット（初期化）するこ
とができるのに対し、アブソリュート型の場合は、回路
的に複雑ＶＣなりすぎるという欠点があった。

〔発明の目的〕

本発明は、このような従来技術における問題点に鑑みて
なされたもので、被測定物理量の変化量が大きい場合で
あっても、正確に物理量を測定することができるととも
に、任意の時点でリセット等の初期化ができる装置を実
現しようとするものである。

〔発明の概要〕

本発明に係る計測装置は、上記の目的を達成するために
、被測定物の物理量の変化に応じて周期的にレベル変化
する時系列的な第１交流信号と、該信号に対して一定量
だけ移相した第２交流信号とを発生する手段と；前記第
１交流信号と第２交流信号とに基づいて該２つの交流信
号の中間的な位相の交流信号を出力する中間位相信号発
生回路と；前記第１交流信号、第２交流信号、及び中間
位相信号をそれぞれ２値化する回路と；この２値化され
た各信号が同一時刻に取り得る並列的なビットパターン
の状態を検出して、一義的なデジタル２進数に対応付け
て出力するコード変換回路と；該コード変換回路を初期
化する際、前記ビットパターンの状態と前記デジタル２
進数との一義的な対応付けを変化させる初期化回路とを
備えている。そして、このような構成により、被測定物
の物理量を前記デジタル２進数によって計測するように
している。

〔実施例〕

第１図は、本発明に係る装置の一例を示す構成１７７２
図である。この図において、１はエンコーダ、レーザー
干渉を利用した測長装置等の検出部を示し、ここからは
、測定物理量の変化に応じて周期的にレベルが変化する
互いに例えば９０゜位相差を有した２種の正弦波状の交
番信号１８゜１ｂを出力する。２は、検出部１から出力
される第１．第２の交番信号１ａ、１ｂを入力し、この
第１．第２の交番信号に基づいて２つの信号の中間的な
位相の交番信号を出力する中間位相信号発生回路で、第
１の交番信号１ａを入力する正転アンプ２４及び反転ア
ンプ２３、第２の交番信号１ｂを入力する正転アンプ２
２、各アンプ及び反転アンプ間に直列接続した８個の抵
抗Ｒで構成されておシ、各抵抗Ｒの共通接続点には、上
から順番に、２２．５°、４５°、６１５°、１１２．
５°。

１３５°、　１５７．５°の中間位相の各交番信号を出
力する。すなわち、交番信号１ａ、１ｂから原信号の位
相を８分割した信号を得る。５は、第１゜第２の交番信
号及び６つの中間位相信号を入力するシュミットトリガ
回路であって、入力信号を矩形波信号（２値化号）に変
換する。

第２図は、この各ンユｔットトリガ回路５の各矩形波出
力信号５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄ、５ｅ。

５ｆ、５ｇ、５ｈの信号波形図である。これらの各矩形
波信号は、互いに、２２．５°の位相を有したものとた
っている。

６は、各矩形波信号５ａ〜５ｈを下位アドレスＡ０〜Ａ
７として入力し、そのアドレス値に応じて同一時刻にお
ける８つの矩形波信号５ａ〜５ｈの並列的なビットパタ
ーンを符号化（デコード）し、このビットパターンに応
じたデジタル２進数を出力するランダム・アクセス可能
なリード・オンリー・メモリ（以下ＲＯＭとする）であ
シ、ここでは８つの矩形波信号（２値化号）を入力し、
そのビットパターンに応じて４ビツト（Ｂｏ　＝、Ｂｎ
　　）の２進数Ｄｏに変換して出力するコード変換回路
（テコーダ）を構成する。

７．８は位相０°の矩形波信号５ａ（交番信号１ａと同
位相である）を入力するワンショット回路で、一方のワ
ンショット回路７は矩形波信号５ａの立上シを検出し、
他方のワンショット回路８は矩形波信号５ａの、立下シ
を検出する。９及び１０は各ワンショット回路７及び８
と、位相９０゜の矩形波信号５ｅとを入力するアンド回
路で、ここから入力信号１ａ、１ｂの１周期につき、１
パルスずつ出力されるアップパルスＵＰ１又はダウンパ
ルスＤＰを得る。１１はアンド回路９，１０から得られ
るアップパルスＵＰとダウンパルスＤＰを入力し、アッ
プパルスＵＰについては加算計数、ダウンパルスＤＰに
ついては減算計数するアップダウンカウンタ、１２はこ
のアップダウンカウンタ１１に縦属接続されたアップダ
ウンカウンタであシ、アップダウンカウンタ１１のキャ
リーパルスＣ８で減算計数し、ボローパルスＢＳで加算
計数する。

このような装置によれば、アップダウンカウンタ１１は
、第１．第２の交流信号１ｍ、１ｂをパルス化した信号
５ａ、５ｅを計数するもので、各アップダウンカウンタ
１１，１２の計数値ＤＩ　＋　Ｄ２は入力交流信号１ａ
（Ｉｂ）の移相の進み量、すなわち累積の移動量等とな
る。また、ＲＯＭ（Ｓからの出力Ｄｏは、入力交流信号
の位相を１／１６の分解能で内挿したものとなシ、アッ
プダウ／カウンタ１１．１２の計数値を上位桁としたと
き下位桁となる。従って、各アップダウンカウンタ１１
゜１２の出力Ｄ２　＋　ＤＢ及びＲＯＭ　／ｆ）の出力
Ｄｏから、測定物理量を高分解能で計測することができ
る。

さらに本発明では、ＲＯＭ乙のデジタル２進数り。

を入力するラッチ回路２１を初期化回路として設けであ
る。ラッチ回路２１は外部からのリセットパルスＲ８に
応答して、デジタル２進数り、を保持し、その後は保持
したデジタル２進数り、をＲＯＭ＋Ｉｓの上位アドレス
Ａ８〜Ａｌｌに印加するものである。

尚、リセットパルスＲ８はアップダウンカウンタ１１．
１２にも印加され、デコーダとしてのＲＯＭ乙の初期化
、すなわち下位桁（Ｄｏ　）のリセットと同時に上位桁
（ＤＩ　＋　ＤＢ　）のリセットも行なわれる。ここで
以後の説明を簡単にするため、リセットとは各桁（Ｄ６
　＊　Ｄｔ　＋　Ｄ２　）の値を零にクリアすることを
意味するものとする。また、ラッチ回路２１はリセット
パルスＲ８がハイレベル（論理値「Ｈ」）の間、入力す
るデジタル２進数Ｄｏの如何を問わず、４ビツトの出力
が全てローレベル（論理値「Ｌ」）になシ、上位アドレ
スＡＩ　＝　Ａｌｌはｒ　０ＯＯＯＪになる。

さて、ＲＯＭ乙にはアドレスＡＯ−Ａｌｌに入力するデ
ジタル値のビットパターンに応じてデジタル２進数Ｄｏ
を出力するための変換テーブルが予め記憶されている。

その変換テーブルは本実施例では１６通シのものが用意
されていて、ＲＯＭ６の上位アドレスＡａ　”　Ａｌｌ
に印加されるデジタル値に応じてそのうちの１つのテー
ブルが選択される。１つのテーブル内には下位アドレス
Ａｏ　−Ａ７に印加されるデジタル値のビットパターン
に応じて１６個のデータが選択できるように記憶されて
いる。

第３図は１６通シの変換テーブルのうち、上位アドレス
Ａ８〜Ａｌｌの全ビットが「０」のときに選択遅れるオ
リジナルテーブルの一例を示す図である。オリジナルテ
ーブルでは８つの矩形波信号５ａ〜５ｈが全ビット「０
」になったとき出力すべきデジタル２進数Ｄｏの４ビツ
トを全て「０」にするデータ以外に１５個のデータ（１
６進表示で１からＰｉでの）値が記憶されている。第４
図はそのオリジナルテーブルのＲＯＭ６上でのアドレス
マツプを示す図である。ただしアドレスは１０進数で表
わした。矩形波信号５ａ〜５ｈの８ビツトで表わし得る
最大のアドレス数は１０進数で０番地から２５５番地ま
での２５６個である力へこのうち矩形波信号５３〜５ｈ
の取、！ｌｌｌ得る８ビツトのビットパターンは第２図
、第６図からも明らかなように１６通シしかない。そこ
で、その８ビツトのビットパターンをアドレス値とした
とき、ＲＯＭ６の０番地から２５５番地の間に離散的に
１６個の変換データが記憶されている。ただし、第２図
のタイミングチャートからも明らかなように、時刻Ｔ１
以前（時刻Ｔ１６以降と同一）では矩形波信号５ａ〜５
ｈの全ビットが「０」であシ、時刻Ｔ１とＴ２の間で最
下位ビットである矩形波信号５ａのみが論理値ｒＨＪに
なるので、０番地と１番地に連続してデータｒＯＪ、ｒ
ｌＪが記憶されている。このように連続する番地に記憶
されるデータは、時刻Ｔ７とＴ８の間における８ビツト
の値（番地１２７）に対するデータ「７」と、時刻Ｔ１
５とＴ１６の間における８ビツトの値（番地１２８）に
対するデータ「Ｆ」、及び時刻Ｔ９とＴ’ｔｏの間にお
ける８ビツトの値（番地２５４）に対するデータ「９」
と、時刻Ｔ８とＴ９の間における８ビツトの値（番地２
５５）に対するデータ「８」である。

第５図はＲＯＭ６内のオリジナルテーブル以外のテーブ
ルの一例を示す図であシ、ここではＲＯＭ乙の上位４ビ
ツトのアドレスＡ８〜Ａｌｌに「００１１」（１６進数
の３）が印加された場合に選択されるテーブルを示す。

このテーブルはオリジナルテーブルと比べて、矩形波信
号５ａ〜５ｈのビットパターンの時間的な変化順に一義
的に出力されたデジタル２進数Ｄ０の順序を３つだけシ
フトしたような変換を行々うように各データが記憶され
ている。

す々わち、オリジナルテーブルにおける矩形波信号５ａ
〜５ｈの８ビツトのビットパターンとデジタル２進数り
、との一義的な対応関係を、ＲＯＭ乙の上位アドレスＡ
８〜Ａｌｌに印加されるデータ（ラッチ回路２１に保持
された直前のデジタル２進数Ｄｏ　　）に応じて、変化
（シフト）させるように、１６個のデータ（１６進数で
０からＦＪでの値）を配列して記憶するものである。第
５図では、第２図に示した矩形波信号５ａ〜５ｈの時刻
Ｔ３とＴ４の間におけるビットパターンに対応して出力
するデジタル２進数り、が１６進数で「０」になるよう
に定められている。その他の１４通りのテーブルについ
ても全く同様の方法で１６個のデータが記憶されている
。

第６図は第５図に示したテーブルのＲＯＭ６内でのアド
レスマツプを示す図である。第５図のテーブルはＲＯＭ
６の上位アドレ２　Ａ８〜Ａｌｌ　　のうち、アドレス
ピッ）　ＡａとＡ９のみが論理値ｒＨＪに保持された状
態で、下位アドレスＡｏ〜Ａ７の値の変化のみでアクセ
スされる番地領域に記憶される。すなわち、７６８番地
から１０２３０２３番地６個の番地のうち１６個に１６
進数で０からＦまでの１６個のデータが離散的に記憶さ
れる。尚、第６図中のアドレスは１０進数で表わしであ
る。第６図中のアドレス値は第４図中のアドレス値に単
に７６８をオフセット値として加えたものにすぎない。

このように、１６通シのテーブルの各テーブルが記憶さ
れている２５６個の番地領域を１セグメントと考えれば
、ラッチ回路２１の出力データ（アドレスＡ８〜Ａｌｌ
　）で１６セグメントのうちの特定の１セグメントを選
び、その１セグメント内の番地は矩形波信号５８〜５ｈ
のビットパターン（アドレスＡＯ−Ａ７　）、すなわち
２相信号１ａ。

１ｂの１周期を１６分割したとき、各分割点における信
号１ａ、１ｂの１６通シの位相状態に応じてアクセスす
るものである。

次に本実施例の回路動作を説明する。初期状態として説
明を簡単にするため、ＲＯＭ６内の１６通りのテーブル
のうちオリジナルテーブルが選択されているものとする
。（すなわちラッチ回路２１の出力データは全ピッ）ｒ
ＯＪ）被測定物が正方向又は逆方向に移動（又は回転）
すると、検出部１からは２相信号１ａ、１ｂが発生する
。ここで、被測定物の単位移動量を８μｍとすると、こ
の８μｍの移動は信号１ａ、１ｂの１周期に相当する。

正方向移動の場合は第２図に示したように矩形波信号５
ａ（信号１ａと同相）に対して矩形波信号５ｅ（信号１
ｂと同相）は９０°の位相遅れで発生し、逆方向移動の
場合はその逆になる。正方向移動のとき、ワンショット
回路７は矩形波信号５ａの立上シ（時刻Ｔｌ）において
ヒゲ状のパルスを発生し、ワンショット回路８は信号５
ａの立下シ（時刻Ｔｏ）においてヒゲ状のパルスを発生
する。

時刻ＴＩでは矩形波信号５　ｅ　ｄＥ論理値ｒＬＪであ
るため、アンド回路９．１０のゲートはともに閉じたま
まである。そして時刻Ｔ９では信号５ｅが論理値ｒＨＪ
になっているため、ワンショット回路８からのパルスが
アンド回路１０を通ってアップパルスＵＰとしてアップ
ダウンカウンタ１１に印加される。このため、計数値Ｄ
！は１だけ増加（インクリメント）する。もし、そのイ
ンクリメントによってアップダウンカウンタ１１がオー
バーフローする場合は、ボローパルスＢＳを出力すると
ともに、計数値Ｄ１は零に７ｚる。そのポローパルスＢ
Ｓは次の桁を表わすアップダウンカウンタ１２にアップ
パルスとして印加されるので、計数値Ｄ２は１だけ増加
する。尚、アップダウンカウンタ１１．１２は４ビツト
のデジタル２進数Ｄｏの型に合せて４ビツトのデジタル
２進数（計数値Ｄｔ。

Ｄ２　）を出力する構成にするとよい。このように、ア
ップダウンカウンタ１１．１２によって計数される上位
桁のデジタル２進数（Ｄ１１Ｄ２）は被測定物の単位移
動量（８μｍ）毎に１だけ増加（逆方向移動のときは１
だけ減少）するので、上位桁のデジタル２進数（Ｄｒ　
、Ｄ２）だけで最小分解能８μｍの位置計測ができる。

一方、ＲＯＭ（５内のオリジナルテーブルに従って出力
されるデジタル２進数Ｄｏは、単位移動量（８μｍ）を
さらに１６分割した移動量（０，５μｍ）毎に０からＦ
までの値のいずれか１つに順次サイクリックに更新され
る。下位桁のデジタル２進数Ｄｏは２相信号１ａ、１ｂ
の１周期内、すなわち単位移動量（８μｍ）内の絶対的
な位置を表わすものである。従って、下位桁のデジタル
２進数Ｄｏと上位桁のデジタル２進数ＤＩ　＋　Ｄ２と
を共に読み取れば最小分解能０．５μｍの高精度な位置
計測ができる。しかも、下位桁のデジタル２進数Ｄｏは
所謂アブソリュート型の変換（デコード）を行なって得
られたものなので、デジタル２進数Ｄｏの計数ミス（正
確には変換ミス）が上位桁のデジタル２進数ＤＢ　＊　
Ｄ２に累積されないという効果がある。また被測定物が
２点間を高速に移動した後停止し、その停止位置を計測
する場合、停止位置では矩形波信号５ａ〜５ｈのビット
パターンは、かならず第６図（又は第５図）に示した１
６通シのいずれか１つになるので、移動中にデジタル２
進数Ｄｏの計数ミスが生じても何ら問題とはならない。

さて、被測定物がある位置（例えば原点位置）にきたと
き、デジタル２進数Ｄ６　＊　Ｄ１＋　Ｄ２の全桁を「
０」にリセットするには、その位置で不図示のリセット
回路からリセットパルスＲ８を発生すればよい。今、そ
の位置でデジタル２進数Ｄｏが「６」であったとする。

この場合、リセットパルスＲ８の発生直前では、前述の
ようにＲＯＭ６内のオリジナルテーブルが選択されてい
るとしたので、矩形波信号５ａ〜５ｈのビットパターン
は第２図に示したようにｒ　０００００１１１　Ｊにな
っている。

リセットパルスＲ８が立上って論理値ｒＨＪＫなると、
ラッチ回路２１の出力は４ビツトが全て「０」にな、９
、ＲＯＭ５は第４図に示したオリジナルテーブルを選択
する。すなわち、リセットパル、（Ｒ８の入力直前まで
に選択されていたテーブルの如何を問わず、リセットパ
ルスＲｓｄＺ論理値「Ｈ」の間はかならずオリジナルテ
ーブルが選択される。そしてオリジナルテーブルの中か
ら矩形波信号５ａ〜５ｈのそのときのビットパターン「
０００００１１１」（第４図中の７番地）に対応したデ
ジタル２進数Ｄｏ　（データ「３」）がアクセスサレ、
ＲＯＭ６から出力されるそして、リセットパルスＲ８が
論理値「ＨＪがら「Ｌ」に立下った時テ、ラッチ回路２
１はそのアクセスされたデジタル２進数Ｄ０を記憶し、
以後新しいリセットパルスＲ８が入力されるまでその値
を保持する。このためラッチ回路２１の出力、すなわち
ＲＯＭ６の上位アドレス八８〜ＡｌｌにはｒＯｃｌｌｌ
Ｊ（３）なるデータ値が印加され、この時初めてＲＯＭ
６は第６図に示したテーブルを選択する。この時点にお
けるＲＯＭ６の全アドレス入力ＡＯ＝　Ａｌｌのビット
パターンはｒ　００１１０００００１１１　Ｊ（１０進
数の７７５であ、９１．　ＲＯＭ６は第６図に示したテ
ーブルの中から７７５番地に格納されたデータ「０」を
デジタル２進数Ｄｏとして出力する。このようにして、
原点位置における下位桁のデジタル２進数Ｄｏのリセッ
トが完了する。もちろん、リセットパルスＲ８はアップ
ダウンカウンタ１１．１２にも印加されるから、上位桁
のデジタル２進数ＤＩ　＊　Ｄ２　　も零にリセットさ
れる。上記リセットの完了後、ＲＯＭ６は新たなリセッ
トパルスＲ８が発生するまで、第５図（第６図）に示し
たテーブルに基づいて矩形波信号５ａ〜５ｈのビットパ
ターンのデジタル２進数Ｄｏへのデコード（変換）動作
を行なう。

さて、ＲＯＭ＋Ｓ内のテーブルとして第５図（第６図）
のものが選択されている状態で、新たなリセットパルス
Ｒ８が発生した場合を、さらに第７図を参照して説明す
る。このときリセットパルスＲ８の発生直前のデジタル
２進数）が「５」であったものとすると、そのときの矩
形波信号５ａ〜５ｈのビットパターンは第５図に示した
テーブルから全ビット「１」、すなわちｒ　１１１１１
１１１　Ｊである。先に述べたのと同様にリセットパル
スＲ８が立上って論理値ｒＨＪになると、まずＲＯＭ６
内のオリジナルテーブルが選択され、ＲＯＭ６はオリジ
ナルテーブルの中から矩形波信号５ａ〜５ｈのビットパ
ターンｒ　１１１１１１１１Ｊ　（１０進数の２５５）
でアクセスされる２５５番地のデータ「８」をデジタル
２進数Ｄｏとして出力する（第４図参照）。そしてリセ
ットパルスＲ８が立下がった時点でそのデータ「８」を
保持するから、ＲＯＭ６の全アドレス人力ＡＯ−Ａｌｌ
のビットパターンはｒ　１０００１１１１１１１１Ｊに
々る。第７図はオリジナルテーブルに対し１変換の対応
関係を８つだけシフトしたテーブルを示し、矩形波信号
５ａ〜５ｈのビットパターンが全ビット「１」のときデ
ータとして「０」がアクセスされる。またそのテーブル
はＲＯＭ６の２０４８番地から２３０３番地までに記憶
されている。そこでＲＯＭ６は第７図に示したテーブル
に従って、デジタル２進数Ｄ＋１として「０」を出力し
、リセット動作を完了する。

以上本実施例では安価で大容量のＲＯＭ６を使うことで
、極めて簡単にリセット動作を行なうことができる。本
実施例では変換すべき１６個のデジタル２進数ＤＯが１
セグメント内で離散的にしか記憶されておらず、メモリ
の利用効率が低いという問題がある。しかしながら、記
憶するデータのビット数を５ビット以上にし、その最上
位の５ビツト目をＲＯＭ６から単独に読み出せるように
すると、下位桁のデジタル２進数り、の計数（変換）ミ
ス等が検出可能になる。そのためにはＲＯＭ６に記憶す
べき変換データの番地以外の全ての番地に５ビツト目を
「１」にしたデータを記憶しておく。こうすれば、例え
ば矩形波信号５ａ〜５ｈが第３．５゜７図に示したよう
な１６通シのビットパターンのときは５ビツト目が「０
」でアシ、それ以外のパターンになったときは５ビツト
目が「１」になるので、容易に移動中の計数ミスの判断
ができる。

その５ビツト目が「１」のときにＩＪＤ等を点灯させる
ようにすれば、エンコーダやレーザ干渉測長器等の検出
部１の速度追従性能を知ることもできる。ｔた、第１図
に示したような計測装置を使って、例えば移動ステージ
の位置を検出し、その位置情報（デジタル２進数Ｄ（１
ｅ　Ｄ□、Ｄ２）に基づいて、ステージの駆動をデジタ
ル的にサーボ制御する場合、従来の計測装置を使った場
合にくらべてステージの速度を上げることが可能になる
。具体的な例として、レーザ干渉測長器を使った場合を
考えてみる。レーザ干渉測長器による２相信号１ａ、１
ｂの１周期が０．３２μｍだとすると、従来の装置では
これを１６分割して０．０２μｍ毎のアップパルス、ダ
ウンパルスを得ている。従来のアップダウンカウンタの
計数速度（応答性）　ｔ　５　ＭＨ２とすると、ステー
ジの最高速度は（０，０２ＸＩＤ　）×（５ｘ１０’）
＝０．１　ｗ−となる。従って、従来の装置ではステー
ジがこの速度以上になると計数ミスが多発し、しかもそ
れが累積したものになったＯところが、本発明の装置に
よれば、アップダウンカウンタ１１．１２は２相信号１
ａ、１ｂの１周期につき１だけ加算（又は減算）するだ
けなので、５　ＭＥ（ｚのアップダウンカウンタを用い
たとしても、ステージの最高速度は（０，３２Ｘ１０−
’）Ｘ（５Ｘ１０’）＝　１．６ｍ／ｓｅｅとなり、理
論的には１６倍のスピードアップが可能である。もちろ
ん高速になればなる程、下位桁のデジタル２進数ＤＯへ
の変換速度も高くしなければならないが、ＲＯＭ乙のア
クセスタイムは有限でアシ、ステージの速度はＲＯＭ６
のアクセスタイムによって決まるものと思われる。ただ
し、例えばステージの速度かある速度以上のときは下位
桁のデジタル２進数Ｄｏを零とみなして、上位桁のデジ
タル２進数ＤＩ　＊　Ｄ２を使ってステージのデジタル
サーボ制御を行ない、ある速度以下（あるいは停止目標
位置の直前）になったときは下位桁のデジタル２進数Ｄ
ｏも読み込んで、ステージの正確な位置を読み取りつつ
サーボ制御を行なうようにすれば、ＲＯＭ６のアクセス
タイムによってステージの最高速度値が制限されること
はない。

また、本実施例の第１図の回路構成では、ＲＯＭ乙のア
ドレス入力のビット数は、矩形波信号５ａ〜５ｈの８ビ
ツトとデジタ／Ｉ／２進数ＤＯの４ビツトとの合計１２
ビツトを必要とした。すなわちアドレス領域として０番
地から４０９５番地までのメモリ空間を必要とする。し
かしながら、矩形波信号５８〜５ｈの８ビツトのビット
パターンは１６通シしがないので、矩形波信号５ａ〜５
ｈをゲート回路等のハードウェアで作ったデコーダで一
度４ビットの純２進数に変換した後、ＲＯＭのアドレス
入力とするようにすればＲＯＭ乙のアドレス入力は８ビ
ツトだけでよく、メモリの利用効率が向上する。

また、本実施例の回路構成では、矩形波信号５ａ〜５ｈ
をＲＯＭ６のアドレス入力としたが、公知のマイクロコ
ンピュータを用いて矩形波信号５ａ〜５ｈのビットパタ
ーンを判断し、リセット時にデジタル２進数Ｄｏを零と
するようなテーブルから逐次、又はステージ等の被測定
物が停止したときに、変換すべき−データを選択するよ
うにしてもよい。さらに本実施例の回路においては初期
化として零リセットを主に説明したが、任意の値を設定
する、所謂プリセットも全く同様に可能である。この場
合はラッチ回路２１にプリセット値入力付きのものを使
い、リセットパルスＲ８がローレベルに立下がった時に
ラッチしたデジタル２進数Ｄｏ　（オリジナルテーブル
中のデータ）からプリセット値（１６進数でＯ−Ｆまで
）を引いた値をＲＯＭ６の上位アドレス値として出力す
るようにすればよい。

なお、本実施例の中間位相信号発生回路２は交番信号１
ａ、Ｉｂからｗ、信号の位相を８分割する場合について
示したが、本発明においてこの分割数は任意の数をとる
ことができることはいうまでもない６また、デコーダ６
及びアップダウンカウンタ１１．１２の出力であるデジ
タル２進数Ｄ（１＋ＤＩ　＋　０２は１６進表示となっ
ているが、ＢＣＤにしてもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、最下位桁を出力
する回路手段として、並列的なビットパターンに応じた
デジタル２進数を出力するコード変換回路を用いたこと
によシ直接テジタル２進数が得られるので、被測定物理
量の変化量が大きい場合、すなわち高速入力時でも、計
数ミスが発生することはなく４．正確に物理量を測定す
ることのできるとともに、任意の時点でリセット（初期
化）が可能な計測装置が実現できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る装置の一例を示す構成ブロック図
、第２図は各シュミットトリガ回路の矩形波信号の信号
波形図、第６図はＲＯＭ内の上位アドレスＡ８〜Ａｌｌ
の全ビットが「０」のときに選択されるオリジナルテー
ブルの一例を示した説明図、第４図は第６図のオリジナ
ルテーブルのＲＯＭ内でのアドレスマツプを示した説明
図、第５図はＲＯＭ内のオリジナルテーブル以外のテー
ブルの一例を示した説明図、第６図は第５図のテーブル
のＲＯＭ内でのアドレスマツプを示した説明図、第７図
はオリジナルテーブルに対して変換の対応関係を８つシ
フトしたＲＯＭ内のテーブルを示した説明図である。 １・・・検出部、２・・・中間位相信号発生回路、５・
・・シュミットトリガ回路、６・・・デコーダ、１１゜
１２・・・アップダウンカウンタ、２１・・・ラッチ回
路。 代理人　弁理士　　木　村　三　朗 第１図 Ｄｚ　　　　　　　Ｉ’　７　　　　　　　　　　　Ｄ
。 第２図　　　　第４図 １６遼表示１２３４５６７８９ＡＢＣＤＥＦＯ第５図 目 ０１“ １１“ ＢＣ［ 第７図 第６図 ０　　　　　アトパレステ°−夕 ０　　　　　０７６　　　Ｄ ０　　　　　　７６　　　Ｅ ｏ　　　　　０７ｑＯ ｏ　　　　　Ｏ’７’７Ｆ ｏｏ’ｒ’ｒ。 會 ’　　　　０７’／Ｑ２ ◆ 〕　　　０と３１　３ θ８９５　４ ８９６Ｇ θ’？６Ｂ Ｏ（？Ａ ０ｆ　θ０　　９ ０　　　　　　１０ｆ６Ｆｆ 〕 ）　　　　　　　１０２０　　　’７ 〕 １□、、。。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 被測定物の物理量の変化に応じて周期的にレベル変化す
   る時系列的な第１交流信号と、該信号に対して一定量だ
   け移相した第２交流信号とを発生する手段と；前記第１
   交流信号と第２交流信号とに基づいて該２つの交流信号
   の中間的な位相の交流信号を出力する中間位相信号発生
   回路と；前記第１交流信号、第２交流信号及び中間位相
   信号をそれぞれ２値化する回路と；この２値化された各
   信号が同一時刻に取り得る並列的なビットパターンの状
   態を検出して、一義的なデジタル２進数に対応付けて出
   力するコード変換回路と；該コード変換回路を初期化す
   る際、前記ビットパターンの状態と前記デジタル２進数
   との一義的な対応付けを変化させる初期化回路とを備え
   、被測定物の物理量を前記デジタル２進数によつて計測
   することを特徴とする計測装置。